【摘要】在分析功率MOSFET管结构和工作原理的基础上，结合工程实际应用的N沟道IRFB7434，分析了MOSFET的静态特性、正偏与反偏工况分析以及选型与检测方法，该教学内容的拓展丰富了功率MOSFET的教学内容，有利于功率MOSFET的工程化应用。今天小编为大家精心挑选了关于《MOSFET电子技术论文 (精选3篇)》的文章，希望能够很好的帮助到大家，谢谢大家对小编的支持和鼓励。
大容量电池充放电管理模块MOSFET选型及应用
摘要：本文闡述了大容量锂离子电池包内部功率MOSFET的配置以及实现二级保护的方案;论述了其实现高功率密度使用的功率MOSFET所采用的晶圆技术和CSP封装技术的特点;提出了保证电池包安全可靠工作，功率MOSFET必须具有的技术参数，以及如何正确测量MOSFET的工作温度;最后，给出了输出端并联电阻以及提高控制芯片的输出检测电压2种方案，避免漏电流导致电池包不正常工作的问题。
关键词：电池充放电管理;雪崩;短路;漏电流
0引言
锂离子电池包内部的电芯和输出负载之间要串联功率MOSFET，使用专用的IC控制MOSFET的开关，从而对电芯的充、放电进行管理。在消费电子系统中，如手机电池包、笔记本电脑电池包等，带有控制IC、功率MOSFET管以及其他电子元件的电路系统称为电池充放电保护板(protection circuit module，PCM)。离子电池的容量从早期的600mA·h，到现在高达10000mA·h，为了实现更快的充电速度，降低充电时间，通常采用提高电流、使用大电流充电的快充技术，另外，大容量锂离子电池在生产线和使用过程中，还有一些特定的技术要求，所有这些因素都对大容量锂离子电池包充、放电管理的功率MOSFET提出了严格的技术设计挑战。[1-2]
1功率MOSFET的配置方式
在电池充放电保护板PCM中，充、放电分别使用1颗功率MOSFET，背靠背串联起来。MOSFET背靠背串联的方式有2种：1种是2颗漏极连接在一起;另1种是2颗源极连接在一起。MOSFET放置的位置也有2种方式：1放在电池的负端，也就是所谓的“地端”、低端(lowside);2放在电池的正端，高端(high side)。MOSFET连接的不同方式以及放在不同位置各有优缺点，对应系统的不同要求。
PCM需要低的导通电阻，同时要控制成本，通常采用N沟道MOSFET。P沟道率MOSFET放在高端驱动简单灵活，少量的应用也会采用。但是，其导通电阻很难做低，成本高，选择和供应厂家也受限，因此，N沟道MOSFET依然是主流的方案。如果MOSFET有非常严格的体积和尺寸要求，需要将2个MOSFET集成到1个芯片上，通用功率MOSFET是垂直结构，衬底是漏极D，因此，使用漏极的背靠背结构就可以采用这样的工艺。
2颗N沟道功率MOSFET放在地端，或电源端(高端)，漏极背靠背连接在一起，是PCM常用的2种方案，如图1所示。前者驱动简单，后者因为MOSFET的源极电压浮动变化，需要2个充电泵进行浮驱。
大容量电池充电电流更大，如4A、5A、甚至高到8A，PCM内部MOSFET的功耗非常大，温度非常高。为了降低MOSFET的温升，满足热设计的要求，就会使用2个或多个功率MOSFET并联工作。根据安规LPS要求，如果PCM内部MOSFET发生损坏而短路，充电器输入电压直接加在电池上可能发生危险。为了提高系统的安全，可以再串联1组背靠背MOSFET，或使用其他方案，形成冗余设计，二级保护，如图2所示。
2PCM中功率MOSFET的性能要求
2.1高功率密度、低功耗、散热好
大容量锂离子电池包设计的基本要求是在一定体积和重量条件下尽可能提高电池的容量，从而提高功率密度。由于其空间非常有限，因此要求PCM上面的MOSFET具有更小的体积和尺寸;同时，由于快充电流大，MOSFET在一定尺寸限制下，如1.2mm×1.2mm，具有最小的导通电阻(RDS(ON))。理论上，更小的RDS(ON)要求更大的芯片尺寸。为了在同样的芯片尺寸实现更低的RDS(ON)，从设计上主要从2个方面进行优化。
1)晶圆技术
为了使MOSFET实现更低的RDS(ON)，必须对MOSFET内部结构重新设计，使用各种最新技术降低内部单元结构的晶胞尺寸，提高晶胞单元密度;同时，改变内部电场分布，在保证同样耐压的前提下，尽可能降低芯片厚度，这样，MOSFET就可以实现超低的FOM值，获得更低的RDS(ON)。
2)封装技术
为了进一步降低导通电阻，在PCM中使用芯片级CSP封装技术，完全去除封装连线电阻，CSP芯片热阻更低，降低功率MOSFET的温度。
由于CSP封装的MOSFET没有外部塑料壳等材料的保护，在生产加工过程中，如PCB板焊接，会受到各种热应力、机械应力的作用产生开裂的风险，因此，要采用各种技术，如在MOSFET芯片的表面涂敷新材料，以保证其抗机械应力和热应力的能力，提高可靠性。2.2抗短路的能力
在极端条件下应用，如电池包的输出负载短路，电池会流过非常大的电流，IC过流保护也有延迟，要求MOSFET具有承受大电流冲击的能力。因此，现在安规要求电池包都要做短路测试，以免电池发生爆炸。
理论上，芯片尺寸越大，抗短路冲击的能力越强。在非常小的芯片尺寸限制条件下，需要对MOSFET内部结构做特定的设计，以保证其具有足够的抗短路大电流冲击的能力。
2.3抗雪崩能力
MOSFET的雪崩能力表明器件的强壮程度和可靠的工作能力，特别是电池包的输出端短路关断后，非常容易发生雪崩，需要对MOSFET的结构做优化，以保证其具有足够的雪崩能力。[3-6]
2.4高抗dV/dt能力
在生产过程中，外部的测试直流电源会直接碰触电池包的2个输出端，电路不发生损坏的碰触电压越高，能力越强，这个测试实际测量的是MOSFET对dV/dt的耐受能力，过大dV/dt会引起MOSFET动态雪崩损坏。因此，需要对MOSFET的结构做优化，以保证其具有高直接碰触电压和抗dV/dt的能力。
3PCM的PCB及热设计要点
PCM控制板和电池组装在一起，要求PCB尺寸比较小，发热量不能过高，手机应用要求MOSFET在常温环境满载条件下表面温度不超过65°C。如47W手机快充，充电电压为5V，最大充电电流为9.4A，需要并联2颗AOCR38232(0.8mΩ)，电流路径采用上下对称，以保持电流均衡。2颗MOS之间间隔3cm，避免相互加热。尽可能增加功率路径铺铜面积，且在靠近MOSFET的铜皮上增加散热孔增加散热，减小MOSFET温升。
用红外测温仪测量MOSFET表面温升，由于不同器件的表面材质不同，产生的光学折射率也不同。金属表面温升需要先用光学折射率为100%的黑色油漆喷涂器件表面，然后再进行测试，才能得到准确的温升数据，如图6所示。
4输出漏电流产生原因及解决方法
4.1输出漏电流产生的原因
电池端B+、B-有电压时，充电管和放电管都处于关闭状态。此时，如果有微小的漏电流，如100nA，由于输出端并没有负载，输出端呈现高阻抗状态，如10MΩ，此时控制芯片会检测到输出端有1V电压。以BQ20Z45为例，当输出P+、P-之间电压高于0.8V时，控制芯片会误判输出有充电电压，启动预充电功能，开启充放电管，尝试给电池充电，增加电池的静态损耗，严重时会导致电池电量耗尽。
30V功率MOSFET通常数据表会列出30V的IDSS小于1μA，实际笔记本电脑电池应用中电池电压通常在9～13.2V之间，IC很难判断在13.2V电池电压下放电管DS漏电流是不是大于100nA，从而出现应用的问题。
在出厂测试IDSS时，器件厂家使用300μs的脉冲电压进行短时间的漏电流测试。在实际应用中，功率管长时间承受偏压，载流子会注入到栅极，虽然外部GS电压为0V，内部局部单元栅极仍有残余电荷，抬高局部栅极电压，从而导致DS漏电流增大;同时，工厂短时间脉冲测试无法保证长时间偏压情况下的漏电流，从而也会导致极少量MOSFET在使用后IDSS超出1μA，使器件漏电流过大。
4.2輸出漏电流的解决办法
在实际系统中，主板电池输入接口的阻抗普遍低于1MΩ，上述漏电流异常，在系统上并不会产生问题，只是在电池包厂家库存期间，可能发生电池电量异常下降的问题。
为了解决这个问题，可以采用以下方案。
方案1：电池包输出端P+、P-并联1MΩ电阻，避免因漏电流产生的输出电压导致芯片误检测而出现问题。
增加1MΩ电阻后，P+端的漏电流产生的漏电压下降到0.46V，如表1所示，内部MOSFET不会开通，系统正常。
增加电阻的不利之处是会导致电池弱放电，但是，其消耗的电量非常小，可以忽略。
方案2：芯片调整输出检测电压，单节电池建议从0.8V提高到2.3V，3节串联电池建议提高到6V，这样可以容忍更高的放电管漏电流，系统也不会开通内部MOSFET。
5结论
1)采用先进的晶圆技术及CSP封装技术，可以为高容量锂离子电池包提供小体积、高功率密度的设计，同时满足热设计和各种应力的设计要求。
2)功率MOSFET的高抗雪崩能力、抗短路能力和抗dV/dt能力才能保证电池包安全可靠的工作。
3)MOSFET器件表面为金属材质，用红外测试仪测量其温度时必须将其表面涂黑，才能得到正确的测量结果。
4)电池包输出端并联电阻或提高控制芯片输出检测电压，可以有效避免漏电流导致电池包不正常工作的问题。
参考文献：
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[5]刘松，葛小荣.理解功率MOSFET的UIS及雪崩能量[J].今日电子，2010(4)：52-54.
[6]刘松，张龙，王飞，等.开关电源中功率MOSFET管损坏模式及分析[J].电子技术应用，2013(3)：64-66.
作者简介：刘松，男，武汉人，硕士，现任职于万国半导体元件有限公司应用中心总监，主要从事开关电源系统、电力电子系统和模拟电路的应用研究和开发工作。获广东省科技进步二等奖1项，发表技术论文60多篇。E-mail：songliu@aosmd.com。
作者：刘松 高铭 李全
功率MOSFET应用技术工程化教学
【摘要】在分析功率MOSFET管结构和工作原理的基础上，结合工程实际应用的N沟道IRFB7434，分析了MOSFET的静态特性、正偏与反偏工况分析以及选型与检测方法，该教学内容的拓展丰富了功率MOSFET的教学内容，有利于功率MOSFET的工程化应用。
【关键词】MOSFET;静态;动态;反向工作区
基金项目：本科教学建设与改革项目资助：面向电动车辆工程方向的自动化专业人才培养模式研究与探讨，项目编号：JX201603-1.
【分类号】G643;G254.97-4
1、基本结构
图1垂直导电结构MOSFET和电气图形符号
功率MOSFET通常采用平面结构和垂直导电结构，平面结构中MOSFET的三个电极在硅片的同一侧，这种结构存在导通电阻大和通过电流低等弱点;垂直导电结构种MOSFET的源极和栅极在一侧，而漏极则在芯片衬底一侧。
功率MOSFET是单极性器件，只有一种载流子导电，不管是N沟道型还是P沟道型MOSFET，载流子从源极出发，经漏极流出，由于P沟道的导通电阻较大，所以通常使用N沟道的MOSFET。
2、工作原理
从图1的结构可知，垂直导电结构的MOSFET中有两个PN结，分别是 和
截止：漏源极间加正电源，栅源极间电压为零。
P基区与N漂移区之间形成的PN结反偏，漏源极之间无电流流过。
导电：在栅源极间加正电压UGS
当 大于 时，P型半导体反型成N型而成为反型层，该反型层形成N沟道而使PN结消失，漏极和源极导电。
3、基本特性与工况分析
3.1 静态特性
1) 转移特性
2) 输出特性
a) 电阻性区域
在开关状态下，这里 的大小仅仅由外电路决定，而与输入信号无关，在该区域中，静态导通压降 。
b) 饱和区
当 仅略大于栅极开启电压时，此时漏极电流受栅源电压控制，这个区域成为饱和区，在饱和区中， 对 没有影响，当 一定时， 也近似恒定，只有通过改变 的大小才能改变 。
c) 电压击穿区
如果 太大，PN将发生雪崩击穿， 骤增而使得器件失效。
3.2 动态过程
该部分内容看参考文献[1]和[2]，这里不再赘述。
3.3 正偏和反偏分析
模式1：正栅压正向输出
此时导电沟道已经形成，当 的数值大小不一样的时，MOSFET经过主动区域和电阻性区域。
模式2：无栅压正向输出
此时导电沟道没有形成，当 的数值在MOSFET安全工作区时，MOSFET处于截止区域。
模式3：正栅压反向输出
由于栅源电压大于MOSFET的开启电压，导电沟道形成，虽然MOSFET漏极和源极之间施加反向电压，但是此时仍然是通过导电沟道通电，因此MOSFET的导通压降大大低于MOSFET寄生的二极管的导通压降。
模式4：无栅压反向输出
此时导电沟道没有形成，MOSFET漏极和源极之间施加的反向电压，MOSFET寄生的二极管导通，导通压降为二极管的压降。
4、MOSFET的选型与检测
4.1 重要参数
1) 漏极电压
该电压是MOSFET的电压定额，即Drain-to-Source Breakdown Voltage( )，温度发生变化时该电压值发生改变，该指标为Breakdown Voltage Temp. Coefficient， 。温度越高，该电压值越大。
2) 漏极电流
对漏极电流的约束，有两个部分，一是源极电流，即Continuous Source Current( )和Pulsed Source Current( )，该电流是MOSFET寄生的二极管能够通过的电流，二是漏极电流，即Continuous Drain Current( )和Pulsed Drain Current( )，在不同的溫度下该电流的数值时不一样的，温度越高，该电流值越小。
3) 栅源电压
即MOSFET的Gate-to-Source Voltage( )，该电压必须大于MOSFET的Gate Threshold Voltage( )，同时该电压必须小于MOSFET栅源电压的最大值。该电压越高，MOSFET最大连续漏极电流越大，并且其稳态导通电阻越小，总等效的栅极电荷越大。
4) 导通电阻
即RDS(on)，Static Drain-to-Source On-Resistance，该电阻有一个典型值和最大值，不同的漏极电流和栅源电压，此时MOSFET的导通电阻值时不一样的，由该阻值引起的损耗为： ，因此该电阻越大，静态损耗就越大。温度越高，导通电阻越大。
5) 栅极电荷
该电荷分成三个部分，分别是Total Gate Charge( )、Gate-to-Source Charge( )、Gate-to-Drain ("Miller") Charge( )，该电荷数值越大，损耗就越大，同时栅极驱动功率就越大。
4.2 用万用表检测
以N沟道功率MOSFET为例，使用万用表判断MOSFET是否正常：
1)万用表二极管档
红表笔接MOSFET管的源极S端，黑表笔接MOSFET管的漏极D端，不同的MOSFET寄生二极管的导通压降不一样，如果此时数字万用表显示的数值为0.2-0.7之间，可以认为这项指标合格;
2)万用表电阻档
首先红表笔接MOSFET管的栅极G端，黑表笔接MOSFET管的源极S端，此时电阻值较大，在几百KΩ以上;再次红表笔接MOSFET管的栅极G端，黑表笔接MOSFET管的漏极D端，此时电阻值较大，在几MΩ以上;最后红表笔接MOSFET管的漏极D端，黑表笔接MOSFET管的源极S端，此时电阻值较大，在几MΩ以上;如果以上三个数值都在范围之内，认为这项指标合格;
当(a)项、(b)项的指标都合格时，可以断定该MOSFET基本合格。在测试过程中需要注意的是，该测试方式是针对独立的MOSFET，没有任何外接电路，当MOSFET管焊接在电路板上时，此测试方法容易带来误差，主要是电路中其他的元器件工作不正常可能影响该MOSFET上述的测试结果。
4.3 用示波器检测
按照图1(b)所示，在MOSFET的栅极和源极之间施加一电压脉冲信号，脉冲信号的幅值在8V-15V之间，用示波器测量MOSFET的漏极和源极之间的波形，如果该波形如图1(c)所示，并且该波形的幅值小于1V，满足这一条件可以认为该MOSFET正常。
参考文献：
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[2]邢岩等.电力电子技术基础[M].北京：机械工业出版社，2009.
[3]郭荣祥，崔桂梅.电力电子应用技术[M].北京：高等教育出版社，2013.
作者简介：梅建伟(1978.10)男，湖北麻城，副教授，硕士研究生，湖北汽车工业学院，研究方向：电力电子变换技术以及电机控制技术方面的研究。
作者：梅建伟 田艳芳 雷钧 李铁 魏海波
全桥电力电子变压器的损耗研究
摘要：电力电子变压器(Power Electronic Transformer，PET)作为电力电子技术的核心元器件之一，因其简单可控、体积质量较小等优点，已经越来越多地被应用在电力系统领域。然而，为减小器件体积，PET需运行在高频率下，其运行损耗会随着频率的升高而不断增加。变压器铁芯损耗过大一方面会导致设备的寿命缩短，增加系统的运行成本;另一方面也会导致系统电能传输的效率下降。因此，如何在不影响PET电压转换和电能传输两大功能的基础上，计算开关器件和变压器损耗，是目前研究的热点与重心。现针对变换器损耗计算问题，对变换器中各个部分的损耗产生进行了原理分析。
关键词：电力电子变压器;MOSFET模块损耗;高频变压器损耗
0 引言
随着电力电子技术的高速发展，电力电子器件的性能越来越好，电力电子装置能够变换的电能范围也越来越广泛，小到几瓦，大到几百兆瓦[1-3]。提高DC/DC变换器的工作频率，可以获得更大的功率密度、更高的可靠性以及更快的响应速度。但是随着工作频率升高而来的是开关器件将产生更高的开关损耗，高频变压器将产生更高的磁芯损耗，这导致了变换器效率以及经济性的降低。DC/DC变换器作为未来智能电网系统中的重要部件，具有高运行效率是基本要求，因此对其建立准确的损耗模型，是研究如何提高变换器效率的关键，也是进行准确的热分析的关键。
变换器的主要损耗可分为两个部分：MOSFET模块损耗、高频变压器模块损耗。本文主要对变换器的MOSFET模块和高频变压器模块进行了损耗建模，并且对模型结果进行了分析，提出了一些提高工作效率的方法。
1 DC/DC变换器MOSFET模块损耗分析
功率MOSFET是DC/DC变换器的核心部件，其性能直接影响着变换器的工作效率、运行可靠性等。因此，对MOSFET进行损耗分析是设计高效率、高可靠性变换器的重要一步。MOSFET的损耗主要由三部分组成：通态损耗、开关损耗和驱动损耗。当MOSFET运行在低电压、大电流的工况时，MOSFET的通态损耗占比较大;当MOSFET运行在高频率的工况下，MOSFET的开关损耗占比较大[4-6]。
1.1 MOSFET通态损耗
功率MOSFET的通态损耗是电流流经MOSFET的导通电阻Ron而产生的，所以MOSFET的通态损耗功率可以用瞬时功率积分来计算，如下式所示：
式中：id为流经MOSFET的瞬时电流大小;Irms为电流id的有效值。
由于计算需要进行积分，故比较繁琐。但通态损耗的计算实际上是对瞬时功率进行积分再求平均值，因此可以类比交流电路电阻功率的计算方式，将电流有效值求出，利用有效值Irms进行MOSFET通态损耗计算。
从通态损耗的计算公式易知，通态损耗大小与通态电阻Ron成正比，因此降低通态损耗的有效办法是提高MOSFET器件的制作工艺水平，减小MOSFET的通态电阻，进而降低MOSFET通态损耗。
1.2 MOSFET开关损耗
在工程应用中计算开关损耗，常将开关过程中电压、电流的变化近似地认为是线性的。根据目前对MOSFET开关过程的研究，可以得到在开通过程中，MOSFET电流Id先上升至最大值后MOSFET电压Vds才开始下降的结论。同样地，在关断过程中MOSFET的电压Vds先上升至最大值后MOSFET的电流Id才开始下降。图1所示为MOSFET开通和关断过程图。
根据对MOSFET开通和关断过程的分析，可以通过计算三角形面积来计算MOSFET的开关损耗，即利用开通/关断电压、开通/关断电流、开通/关断时间、工作频率来估算开关损耗。开通损耗可由式(2)计算，关断损耗可由式(3)计算。
式中：Id为开通后或关断前MOSFET的电流大小;Vds为开通前或关断后MOSFET的电压大小;ton为MOSFET开通过程的时间;toff为MOSFET关断过程的时间;f为MOSFET的开关频率。
通过开关损耗的计算公式可以知道，要降低器件的开关损耗可以通过减小器件开通、关断时间的方式或降低开通、关断时的电压、电流。减小器件的开通、关断时间就要提升器件的制作工艺，使器件具有更优的性能，这主要依靠电力电子器件的发展程度。降低开通、关断时的电压、电流可以利用软开关技术来实现。
1.3 MOSFET驱动损耗
在大功率领域，为了防止模拟IC芯片过热和驱动能力不够等问题，一般都会外加驱动器。MOSFET是电压驱动型器件，其驱动损耗包括两个部分：栅极电容充放电损耗和静态电流损耗。
MOSFET栅极电容充放电损耗可通过下式进行计算：
式中：Cg为MOSFET栅极电容，其参数可通过器件的数据手册查询得到;Vgs为MOSFET的驱动电压;f为MOSFET的开关频率。
驅动电路中的静态电流损耗可通过下式进行计算：
式中：D为驱动电压的占空比;IQL为驱动电路低电平静态电流;IQH为驱动电路高电平静态电流。
由于MOSFET的驱动损耗占整个功率器件损耗的比重较小，不是MOSFET损耗发热的主要原因，故一般可将驱动损耗忽略不计。
2 DC/DC变换器高频变压器损耗分析
电能变换的高频化是减小变压器体积的关键，提高变压器的运行频率可以大大减小变压器体积。高频变压器的损耗主要由磁芯损耗和绕组损耗组成[7-8]，下文将对这两种损耗的计算进行分析。
2.1 变压器磁芯损耗
变压器磁芯损耗主要由三部分组成：磁滞损耗、涡流损耗和剩余损耗。使用损耗分離法对高频变压器的磁芯损耗进行计算时，可以分别计算三种损耗，再将三种损耗相加即为总磁芯损耗。磁芯损耗可由下式进行计算：
式中：Kh为磁滞损耗系数;Ke为涡流损耗系数;Kr为剩余损耗系数。
虽然此公式计算结果准确，但涉及的参数较多，且计算比较复杂，实际应用时很少被采用。
目前计算磁芯损耗大多采用斯坦梅茨(Steinmetz)公式，该公式将三种损耗计算集中到了一个式子中，并且具有较高的精确度。
式中：K、α、β均为与磁性材料相关的常数，称之为“Steinmetz系数”。
式(7)虽然简单有效，但仅仅适用于正弦激励下的磁芯损耗计算。对于DC/DC变换器，其高频变压器的激励为方波，因此需对Steinmetz公式进行修正。修正后的Steinmetz公式如下：
式中：F为磁通波形系数，方波激励时，F=π/4。
2.2 绕组损耗
绕组损耗是电流流过高频变压器线圈电阻而产生的能量损耗。由于DC/DC变换器一般工作在中、高频工况下，因此高频变压器绕组中电流的邻近效应和趋肤效应明显，从而导致绕组截面的利用面积比绕组实际截面积小，因此绕组损耗会比流过相同有效值的直流电流产生的损耗大。
对高频变压器的绕组损耗计算可将绕组电流进行傅里叶分解，得到各次谐波电流分量的有效值大小，同时计算各次谐波下的交流电阻大小，进而计算出绕组损耗。下式为绕组损耗计算公式：
式中：Rdc为绕组线圈的直流电阻大小;In为n次谐波电流分量的有效值;FRn为n次谐波激励下的交流电阻与直流电阻的比值。
从绕组损耗计算公式可以看出，降低绕组损耗的办法就是尽量使用电阻率低的导线。
3 结语
本文首先对变换器损耗的组成进行了分析，将变换器损耗分成MOSFET模块损耗和高频变压器模块损耗两个部分。之后就MOSFET模块和高频变压器模块中的各种损耗进行了详细的分析建模，得出了MOSFET和高频变压器中各个部分的损耗计算方法。同时对建立好的损耗模型进行了分析，得出了影响各个部分损耗大小的因素，提出了一些减小损耗的方法，对提升变换器的效率具有参考意义。
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收稿日期：2020-08-10
作者简介：游颖涛(1992—)，男，江西高安人，助理工程师，从事电气设备运行维护及相关研究工作。
作者：游颖涛 林阳 姜燕春 卢意 金平
