功率因数校正在开关电源中的应用

功率因数校正在开关电源中的应用（共3篇）

功率因数校正在开关电源中的应用 篇1

李银碧

（浙江邮电职业技术学院，浙江绍兴 312016）

摘 要：本文介绍了开关电源功率因数校正的基本原理，分析了功率因数校正的电路实现方法及相关要求。最后概括了有源功率因数校正技术的发展趋势。关键词：功率因数；有源功率因数校正；单级 ；两级

The Application Of Power Factor Correction In Switch Power

LI Yin-bi(Zhejiang Technical College of Post and Telecom,Shaoxing Zhejiang 312000,China)Abstract：The theme introduces the basic principles of power factor correction in switch power and the analysises active power factor correction(APFC).At last summarizes the tendency of active power factor correction．

Key words: power factor；active power factor correction；single-stage；two-stage

1、引 言

近年来，随着电子技术的发展，计算机等一些通信设备日益普及，被广泛应用于各种不同的领域，其中电网的谐波污染以及输入端功率因数低等问题显得日益突出。这些设备的内部需要一个将市电转化为直流的电源部分。在这个转换过程中，由于一些非线性元件的存在，导致输入的交流电压虽然是正弦的，但输入的交流电流却严重畸变，包含大量谐波。而谐波的存在，不但降低了输入电路的功率因数，而且对公共电力系统产生污染，造成电路故障。显然，使用有效的校正技术把谐波污染控制在较小的范围己是当务之急。

为了限制电流波形畸变和谐波，使电磁环境更加干净，国内外都制订了限制电流谐波的有关标准，如IEC555-2, IEEC519等。采用现代高频功率变换技术的功率因数校正(PFC)技术是解决谐波污染最有效的手段。为了减少谐波对交流电网的污染，这就必须对电源产品如UPS，高频开关整流电源等的输入电路进行功率因数校正，以最大限度减少谐波电流。功率因数校正的目的，就是采用一定的控制方法，使电源的输入电流跟踪输入电压，功率因数接近为1。

2、功率因数校正的基本原理 2．1功率因数的定义

由于在电源设备中，除了线性元件外，还大量使用各种非线性元件，如整流电路、逆变电路、日光灯、霓虹灯等。非线性元件的大量使用使得电路中产生各种高次谐波，高次谐波在基波上叠加，使得交流电压波形产生畸变。

功率因数PF（Power Factor）是指交流输入有功功率P与视在功率S的比值。对于高频开关整流器这种交流用电负载，由于它含有很多非线性元件，使得输入的正弦交流电流发生一定程度的畸变，也就是输入的交流电流中除了含有基波（一次谐波）外，还含有了二次、三次等高次谐波。我们认为只有基波才作有用功，再考虑感性（或容性）负载作的无用功影响，功率因数PF应定义为： PF＝P＝SULI1cosI1=cos= cos（1）

ULIRIR 式中：

：基波因数，即基波电流有效值I1与电网电流有效值IR之比。

IR：电网电流有效值 I1：基波电流有效值 UL：电网电压有效值

cosΦ：基波电流与基波电压的位移因数

在线性电路中，无谐波电流，电网电流有效值IR与基波电流有效值I1相等，基波因数=1，所以PF＝·cosΦ＝1·cosΦ＝cosΦ。

当线性电路且为纯电阻性负载时，PF＝·cosΦ＝1·1＝1。

如果供电系统正弦畸变过大，则会对供电设备、用电设备产生干扰，严重的时候甚至会造成用电设备如开关电源、UPS退出正常工作，也可能造成供电系统跳闸。畸变越小，功率因数则越高。综上所述，只要设法抑制输入电流中的谐波分量，通过电路方法，将输入电流波形校正为或无限接近正弦波，即可实现功率因数校正。2．2 无功率因数校正的开关电源存在的问题

在传统没有功率因数校正的开关整流器中，交流输入电压，经整流后，紧跟着大电容滤波，由于电容的充放电使输入电流呈脉冲波形。这种电流谐波分量很大，造成功率因数下降。低功率因数开关电源的使用，严重污染了电网，干扰了其它设备，增大了前级设备（如变压器、电缆传输、柴油发电机等）的功率容量，使供电系统容量至少要增大30%以上，使用户增加了投资。对于三相四线输入，当三相负载不平衡时，零线电流会很大。

从实际运行结果来看，低功率因数的开关电源所带来的危害是很严重的，这是因为输入电流有很高的峰值，含有大量的高次谐波，不但产生严重电磁干扰，还使供电变压器产生大的电磁应力，噪音增大，铁损严重，温升剧增。因此，在整流器设计中，认真设计好功率因数校正电路是至关重要的。

3、实现功率因数校正的方法

从不同的角度看，功率因数校正（PFC）技术有不同分类方法。从电网供电方式可分为单相PFC电路相三相PFC电路；从采用的校正机理看，可分为无源功率因数校正（PPFC）和有源功率因数校正（Active Power Factor Correction，简称APFC）两种。

无源功率因数校正技术（PPFC）出现最早，通常由大容量的电感、电容组成。它只是针对电源的整体负载特性表现，在开关整流器的交流输入端加入电感量很大的低频电感，以减小滤波电容充电电流尖峰。由于加入的电感体积大，增加了开关整流器的体积，此方法虽然简单，但效果不很理想，适于应用到重量体积不受限制的小型设备。因此目前用的较多的是有源功率因数校正。有源功率因数校正电路工作于高频开关状态，体积小、重量轻，比无源功率因数校正电路效率高。下面主要讨论有源功率因数校正方法。

有源功率因数校正目的在于减小输入电流谐波。为此在整流器和负载之间接入一个DC/DC开关变换器，应用电压、电流反馈技术，使输入端电流波形跟踪交流输入正弦电压波形，可以使输入电流接近正弦，从而大大提高功率因数PF，一般校正后PF可提高到0.99或更高。由于这个方案中应用了有源器件，故称为有源功率因数校正（APFC）。基本原理如图所示。

APFC的基本原理框图

从原理框图来看，APFC基本电路就是一种开关电源，但它与传统的开关电源的区别在于：DC/DC变换之前没有滤波电容，电压是全波整流器输出的半波正弦脉动电压，这个正弦半波脉动直流电压和整流器的输出电流与输出的负载电压都受到实时的检测与监控，其控制的结果是达到全波整流器输入功率因数近似为1。

而有源功率因数校正中，按输入电流的工作模式又可分为CCM模式和DCM模式；按拓扑结构可分为两级模式和单级模式。3．1按输入电流检测和控制方式分类

根据电感电流是否连续，APFC有两种工作模式：不连续导通模式DCM(Discontinuous Conduction Mode)和连续导通模式CCM(Continuous Conduction Mode)。一般认为，采用电流连续导通方式可利于实现输入EMI滤波电路小型化，并可使电流应力减小，实现高效率。3．1．1 DCM控制模式

DCM控制又称电压跟踪方法(Voltage Follower)，它是PFC中简单而实用的一种控制方式。这类变换器工作在不连续导电模式，开关管由输出电压误差信号控制，开关周期为常数。由于峰值电感电流基本上正比于输入电压，因此，输入电流波形跟随输入电压波形变化。控制原理如图所示：

ＤＣＭ控制原理图

该控制方法的优点是: 1)电路简单，不需要乘法器；2)功率管实现零电流开通(ZCS)且不承受二极管的反向恢复电流；3)输入电流自动跟踪电压且保持较小的电流畸变率。但是DCM方式存在着以下两个主要问题：１）由于电感电流不连续，造成电流纹波较大，对滤波电路要求高；２）开关管电流应力高，在同等容量情况下，DCM中开关器件通过的峰值电流是CCM的两倍，由此导致通态损耗增加，因此只适用于小功率的场合。3．1．2 CCM控制模式

在CCM模式控制中，根据是否选取瞬态电感电流作为反馈量和被控制量，又可分为间接电流控制(Indirect Current Control)和直接电流控制(Direct Current Control)两大类.直接电流控制的优点是电流瞬态特性好，自身具有过流保护能力，但需要检测瞬态电流，控制电路复杂。间接电流控制的优点是结构简单、开关机理清晰。

(1)直接电流控制

直接电流控制是目前应用最多的控制方式，它来源于DC/DC变换器的电流控制模式。将输入电压信号与输出电压误差信号相乘后作为电流控制器的电流给定信号，电流控制器控制输入电流按给定信号变化。根据控制器控制方式的不同，较典型的控制方式有峰值电流控制(PCMC)、平均电流控制(ACMC)和滞环电流控制(HCC)等。与其他控制方式相比，平均电流控制具有电流总谐波畸变(THD)和电磁干扰(EMI)小、对噪声不敏感、适用于大功率应用场合等优点，是目前PFC中应用最多的一种控制方式。下面就介绍利用平均电流控制技术的Boost PFC电路。基本原理如图所示：

平均电流控制方式PFC框图

它具有双环控制技术的优点。电流环使输入电流波形更接近正弦波，电压环使升压型DC／DC输出电压UO恒定。由s获得电感L中的电流取样，并由R1、R2分压以取得整流后的电压取样信号。K1正向输入端信号来自乘法器Z，作为K1的基准信号。K1反向输入端信号来自电感电流取样信号。若电感电流偏小时，K1输出增大，与锯齿波比较后的PWM信号占空比增加，使Q管导通时间变长而截止时间减少。

在Boost PFC电路中，Q管导通，L贮能，通过电感的电流IL增加，而Q管截止时，二极管D导通，电容C充电，流过电感电流IL减小。这样使电感电路中电流IL可跟踪基准信号波形。即IL的平均值I与整流后的电压波形接近同相。如图所示。

平均电流控制方式PFC电路的各种电流波形图

在Boost PFC电路中，设PWM信号周期为T，Q管截止时间为TOH，则UO＝T/TOH·UI（证明略）。当Boost PFC电路中UO上升时，取样与标准电压Uref比较后使K2输出下降，从而使UZ下降；使K1输出下降，即TOH增加，UO下降，以保持输出电压稳定。

(2)间接电流控制

电流的控制也可以通过控制整流桥输入端电压的方式间接实现，称为间接电流控制或电压控制。间接电流控制是一种基于工频稳态的控制方法，它通过控制整流器输入端电压，使其与电源电压保持一定的相位、幅值关系，从而控制交流输入电流呈正弦波形，且与电源电压保持同相位，使装置运行在单位功率因数状态。

间接电流控制原理

通过对CCM和DCM两种工作模式的分析和比较可以看出：CCM的优点是输入和输出电流波动小，故滤波容易；开关的有效电流小，器件导通损耗小；适用于大功率场合。对于小于几百瓦的功率级，选择DCM比较合适，DCM的最大好处是二极管不存在反向恢复，因此不需要缓冲电路。

3．2按拓扑结构分类

有源功率因数校正技术从结构上分为两级PFC和单级PFC。其中两级PFC是目前普遍使用的比较成熟的PFC技术。3．2．1 两级功率因数校正

目前研究的两级PFC电路是由两级变换器组成：第一级是PFC变换器，目的在于提高输入的功率因数并抑制输入电流的高次谐波；第二级为DC／DC变换器，目的在于调节输出以便与负载匹配。具体实现方式很多，在通信用大功率开关整流器中主要采用的方法是在主电路输入整流和功率转换电路之间串入一个校正的环节（Boost PFC电路）。典型的两级变换器的结构如图所示。

典型的两级PFC变换器电路图

由于两级分别有自己的控制环节，所以电路有良好的性能。它具有功率因数高、输入电流谐波含量低，以及可对DC／DC变换器进行优化设计等优点。但两级PFC电路也有两个主要缺点：一是由于有两套装置，增加了器件的数目和成本；二是能量经两次转换，电源的效率也会有所降低。因此，两级PFC电路一般应用于功率较大的电路中。对于小功率的场合，由于成本及体积的限制，一般采用单级功率因数校正电路。3．2．2单级功率因数校正

单级PFC技术的基本思想是将有源PFC变换器和DC/DC变换器合二为一。两个变换器共用一套开关管和控制电路，因此单级PFC技术降低了成本，提高了效率，减小了电路的重量和体积。

典型的单级PFC变换器电路图

单级PFC电路具有许多优点：PFC级和DC／DC级共用一个开关管，共用一套控制电路，这就使得电路设计大为简捷，降低了硬件成本；变换中能提供任何选定的电压和电流比；由于功率实现的是一次性变换，所以能获得较高的效率和可靠性。单级PFC电路正因为具有这些优良的性能而越来越得到广泛的研究和应用。

但是与传统的两级式DC/DC变换器相比，单级PFC变换器要承受更高的电压应力，有更多的功率损耗。这个问题在开关频率较高时显得尤为突出。而且由于开关工作频率不断提高所带来的电磁干扰问题也日益严重，显著影响了变换器工作的可靠性和频率的提高。单级方案中还存在储能电容电压过高的情况，而且储能电容电压随着输入电压及负载的变化而升高，这将会导致电路的稳态特性受到一定的影响，同时某些元器件的体积成本会有所提高，这都是期待解决的问题。通过比较可知，在输出功率相同的情况下，单级功率因数校正电路在功率因数校正能力和电源的转换效率等方面，相对于两级功率因数校正电路而言，相对要差一些。近些年专家学者先后提出了许多零电压及零电流软开关技术，特别是将软开关技术与单级隔离型PFC技术结合在一起的方法，另外怎样降低储能电容上的电压也是现在单级功率因数校正研究的热点。

4、功率因数校正技术的发展方向

功率因数校正技术从早期的无源电路发展到现在的有源电路，新的拓扑和技术不断涌现。本文主要讨论了有源功率因数校正方法。

通常从以下几个方面来判断一个功率因数校正电路的优劣：功率因数的高低；输入电流波形畸变的大小；效率和功率密度的高低；开关管应力的大小。一般要求功率因数要高，具有良好的动态性能和稳定的输出电压，同时还要求开关损耗要小，电压应力低，开关频率高，体积小，成本低等。而单一类型的PFC变换器要同时满足这些要求是很困难的。这就要求采用复合类型的，在增加较少成本的条件下，尽可能满足各项要求。也可采用最优化设计方法，使PFC变换器的某个技术或经济指标为最优或接近最优的情况下，获得该电路的一组最优参数，并满足其他各项性能指标要求。

近年来，功率因数校正技术研究的热点问题集中在以下几个方面: 基于己有的原理新拓扑结构的提出；把软开关等技术应用于PFC电路中；单级PFC稳压开关变换器的稳定性等的研究。因此，高性能、低成本的功率因数校正技术是研究人员追求的最终目标。

参考文献

【1】 严百平，不连续导电模式高功率因数开关电源【M】．北京：科学出版社，2000 【2】 陈卫昀．一种新型单级功率因数校正和变换电路【J】.电工技术杂志，1998，6． 【3】 IEEE Std．519—1992：IEEE recommended practices and requirements for harmonic control in electric power system．1993．

功率因数校正在开关电源中的应用 篇2

面对日益严峻的环境考验和低迷的市场环境, 大中型钢铁企业在国家节能减排“十二五”规划政策的指引下纷纷建设能源管控系统。目前, 业内技术人员对加强包含与水、电、气 ( 汽) 动力能源相关的全部信息和与能源相关的其他系统 ( ERP和MES) 信息的基础自动化建设, 进而实现对辅助能源设备 ( 如空压站、净水站、煤气站等) 的统一监控已经形成统一意见[1], 但对如何实现节能减排的能源管控高级应用体系建设还在各抒己见。为此, 我们提出建立一套以数据校正和仪表故障诊断为基础, 以能源介质平衡分析、长/短期预测和设备性能计算为途径, 以能源介质优化调度和相关设备优化运行为目标的能源管控高级应用体系[2], 对全厂范围内的水、电、气 ( 汽) 能源介质进行综合优化调度, 从而达到提高二次能源高效回收利用率以及降低吨钢能耗的节能减排目的。

在上述能源管控高级应用体系中, 数据校正是基础, 其主要目的就是尽可能地消除测量信号中的粗大误差和随机误差, 使校正后的数据具有较高的可靠性, 满足物料平衡和能量平衡等约束条件, 从而真实地反映过程的运行情况。通过数据校正得到比仪表测量值更加准确的校正值, 在此基础上进行的平衡分析、长/短期预测以及设备性能计算的精度将会大大提高, 进而使得能源介质的优化调度和相关设备的优化运行方案更加具有实用性。

1数据分类

钢铁厂能源管控系统所涉及的设备种类繁多、生产工艺复杂, 各PLC /DCS相互独立, 能源管控系统基础自动化建设就是将各个独立的PLC / DCS通过网络连接起来, 组成一个庞大的监控系统。面对能源管控系统的海量监控数据, 不可能对所有数据进行校正, 为此, 需要根据数据的重要程度进行分类, 以便有选择地对部分数据进行数据校正。本文将监控数据分为关键数据、重要数据和一般数据三类。

关键数据是使计算和分析能得以进行而必不可少且无法回避的、常作为其他参数基准的数据。例如, 在能源管控系统中, 因为生产计划/能源采购计划的制定、总厂与分厂/分厂与分厂之间的成本核算、各种数据平衡报表的生成等, 都是以总管网仪表 ( 尤其是流量计) 数据为基准的, 因此总管网仪表的测量数据可以归属为关键数据。

重要数据是在计算和分析中具有重要影响且与关键数据有关联的数据。例如, 在能源管控系统中, 各分厂各支管网数据与总管网数据息息相关, 能够直接反映各分厂节点的平衡关系、相关设备的能源消耗和性能优化指标, 因此各分厂各支管网仪表 ( 流量计) 测量数据应归属为重要数据。

一般数据是可通过机理算法模型予以替代和具有参考作用的数据。例如, 在能源管控系统中, 各分厂生产监控系统 ( PLC /DCS) 中除重要数据以外的其他测量数据可归属为一般数据。

本文将中天钢铁集团有限公司 ( 以下简称中天钢铁) 中与动力厂空压站压缩空气对应的关键数据 ( 总管网仪表) 和重要数据 ( 与总管网相关的各分厂支管仪表) 作为研究对象进行数据校正, 在校正值基础上对相应仪表进行故障诊断、相应空压机组进行组合优化。

2数据校正

钢铁厂压缩空气主要作为气动装置和设备吹扫的动力源, 由动力厂空压站产生, 通过管网输送到各个用气车间。为了保证供气质量, 操作人员对压缩空气的压力参数的关注度远高于流量。随着能源管控系统的建设, 各分厂成本核算、空压机的性能计算和优化调度都需要对流量的测量精度有更高要求, 这就需要对相应的流量数据进行数据校正。

2 . 1基本模型

自从Kuehn等人率先提出稳态数据校正以来, 数据校正技术得到深入的研究。数据校正包含显著误差 ( 又称粗大误差) 的识别和处理以及数据协调两部分[3]。为了防止粗大误差对数据协调值的影响, 在进行数据协调前, 需要进行粗大误差的识别和处理。

我们利用经典的肖维勒统计法对粗大误差进行识别和处理, 即根据样本个数采用肖维勒统计法及相应法则确定置信率, 并结合样本方差得到样本的置信区间, 然后计算每个样本值与均值差的绝对值作为相应样本值的残差, 对样本残差与置信区间进行比较, 超出置信区间的样本值就认为是含有粗大误差, 否则就认为不含有粗大误差。对于含有粗大误差的测量值, 用两个邻值和样本均值的平均值来近似替代, 得到不含粗大误差的测量样本[4]。

对得到的不含粗大误差的测量样本进行数据协调, 就是在满足物料平衡、质量平衡和能量平衡等约束条件下, 消除测量样本中的随机误差, 使得仪表数据的测量值与相应的协调值偏差平方和达到最小[3]。

在线性约束条件 ( 本文为供销质量平衡) 下, 数据协调模型的矩阵等价式如下:

目标函数:

约束方程:

上述式中, X为已测变量不含粗大误差的测量样本向量; ^X为相应的数据协调值向量; Q为向量X的方差- 协方差矩阵; A为线性约束条件系数矩阵。

上述模型求解后, 得到在线性约束条件下的数据协调值[3]

在实际应用中, 根据供销质量平衡可以确定线性约束方程系数矩阵A; 当采样周期个数确定后, 对原始测量数据向量 ( 定义为X0) 经粗大误差的识别和处理, 得到多个采样周期的测量值样本向量X; 再由测量值样本向量X计算得到相应的方差- 协方差矩阵Q; 最终通过式 ( 3) 就可以得到数据协调值向量。

数据协调值向量^X为既不含粗大误差又能满足供销质量平衡线性约束条件的原始测量数据向量X0 的最终校正值, 至此数据校正过程完成。

2 . 2数据校正实现

中天钢铁共有4 个空压站 ( 炼钢炼铁、三轧、烧结和石灰窑) 和15 个用气车间。其中炼钢炼铁空压站和三轧空压站均有两个出口, 分别为炼钢炼铁空压站1#和2#出口、三轧空压站出口以及三轧空压站七轧出口。4 个空压站 ( 6 个出口) 和15 个用气车间进口通过压缩空气总管网以及分厂支管连接在一起。在密闭传输过程中压缩空气没有质量损失, 因此在构造数据校正模型时, 可以将总管网及相应分厂支管传输通道抽象为一个节点 ( 总管网节点) , 空压站6 个出口向总管网节点输送压缩空气, 15 个用气车间向总管网索取压缩空气, 形成如图1 所示的压缩空气能流图。

在压缩空气能流图中每个进出口都对应一个流量计仪表, 用于计量通过气体的流量。在整个密闭传输过程中, 21 个流量计仪表测量数据应遵循供销质量平衡线性约束条件。但在实际测量过程中, 由于测量误差 ( 粗大误差和随机误差) 的存在, 仪表测量值偏离真值, 从而导致原始测量值不能满足上述约束条件。本文数据校正的目的就是消除原始测量数据中的粗大误差并在此基础上减少随机误差从而得到相应的校正值, 使校正值更加接近真实值, 在误差允许的范围内满足供销质量平衡约束条件。

实现数据校正的具体步骤如下:

( 1) 求取线性约束方程系数矩阵。根据压缩空气能流图中的供销质量平衡线性约束条件, 本文规定流入总管网节点的流量计仪表对应的约束系数为1, 流出节点对应的约束系数为- 1 ( 见图1 的箭头方向) , 由此组成线性约束条件系数矩阵A。

( 2) 读取测量样本。本文以20 个采样周期为一组原始测量样本向量 ( 定义为X021 × 20) , 每过20 个采样周期进行一次数据校正。

( 3) 数据校正。1) 计算原始测量样本向量X021 × 20的方差- 协方差矩阵Q0。2) 粗大误差识别与处理。通过肖维勒法则识别X0 中的粗大误差, 并利用粗大误差的两个邻值、样本均值的平均值来近似替代含粗大误差的测量值[4], 得到不含粗大误差的测量样本向量X。3) 计算测量样本向量X的方差- 协方差矩阵Q。4) 数据协调。将测量样本向量X、方差- 协方差矩阵Q以及供销质量平衡线性约束方程系数矩阵A带入式 ( 3) 中, 得到数据协调值。即为原始测量样本向量X0 的最终数据校正值向量。

( 4) 重复第 ( 2) 步, 更新20 个采样周期的原始测量样本向量X021 × 20, 再执行第 ( 3) 步进行数据校正。

通过上述数据校正过程可以得到中天钢铁压缩空气总管网及分厂支管网的21 个关键数据和重要数据的校正值。

2 . 3数据校正效果分析

为了验证数据校正值的效果及精度, 并避免瞬时值波动对结果的影响, 本文提出供销平衡误差率的概念:

供销平衡误差率= ( 总消耗日累计量- 总供应日累计量) /总供应日累计量

根据上述公式可以分别得到原始测量数据和校正数据的供销平衡误差率。图2 为中天钢铁2012 年11 月的相应数据曲线, 从图中可以看出原始数据供销平衡误差率的平均值 ( 7. 64% ) 远高于仪表出厂测量精度 ( 通常为2% ) , 最大日供销平衡误差率为15% ( 11 月31 日) , 显然通过原始测量数据得到的成本核算、设备性能计算等结论是不可行的。而经过数据校正后供销平衡误差率的平均值为0. 4% , 远低于仪表出厂测量精度, 并且整个11 月每日的功效平衡误差率都很小, 均在误差允许的范围内。由此可见, 经数据校正后的测量数据能更好地满足供销质量平衡线性约束条件, 数据校正值更加接近测量数据的真值。因此以数据校正值为基础的能源管控高级应用体系更加符合实际应用。

3数据校正应用

3 . 1仪表故障诊断分析

从供销平衡误差率分析结果可知, 压缩空气总管网和分厂支管网各流量计仪表的原始数据平均供销平衡误差率远大于仪表出厂测量精度, 造成如此大误差的原因应该是由其中的一个或几个测量仪表出现故障造成的, 这就要求通过仪表故障诊断将这些故障仪表标示出来, 以备仪表检修人员进行检修或更换。

本文以仪表的校正值为基础, 对相应的测量值进行分析。为了减少随机误差的影响, 以一整月的数据累计值为基准, 比较测量数据月累计值与相应校正数据月累计值, 得到相应仪表测量值精度, 计算公式如下:

仪表测量精度= ( 测量数据月累计值- 校正数据月累计值) /校正数据月累计值

根据仪表出厂测量精度和仪表测量精度对仪表是否存在故障和故障率高低进行诊断。将仪表出厂测量精度 ( 2% ) 作为基准误差, 当供销平衡误差率大于3 倍的基准误差时, 就认为存在故障仪表导致供销平衡误差率过大; 否则认为供销平衡误差率在许可范围内, 所有仪表都不存在故障, 相应的仪表状态不予提示。当存在故障仪表时, 将仪表测量精度与供销平衡误差率进行比较, 当仪表测量精度大于2 倍的供销平衡误差率时, 判定仪表存在故障, 相应的仪表状态为故障率高; 当仪表测量精度小于1 /2 供销平衡误差率时, 判定相应仪表不存在故障, 相应的仪表状态为测量精度高; 当仪表测量精度介于上述两者之间时, 判定相应仪表不存在故障, 相应的仪表状态不予提示。

根据上述仪表故障诊断判据, 以2012 年11月压缩空气原始测量数据供销平衡误差率7. 64 % 为例, 可以得出当月中天钢铁压缩空气总管网和分厂分支管网测量仪表的仪表状态, 如表1 所示。

从表1 可以看出, 故障率高的测量仪表为三炼铁水泵房总管、三炼铁一次除尘总管、180 烧结机总管以及180 烧结配料总管对应的测量仪表。正是这4 块仪表导致中天钢铁11 月份压缩空气月报表供销平衡误差率高达7. 64% 。这就提醒仪表检修人员对相应的仪表进行维修或更换, 同时, 压缩空气报表审核人员对上述4 块仪表测量数据进行重点修正 ( 用相应的数据校正值来替代) , 使全厂范围内的压缩空气的数据年/月/日报表控制在误差允许的范围内, 也使能源管控系统其他高级应用具有更加准确的数据源。

3 . 2空压机优化调度实现

空压机组优化调度就是根据预测的供气量以及空压机的能耗分析对站内空压机组进行动态规划优化组合[5], 最终达到稳定生产和节能减排的目的。由于校正值较测量值更加接近真值, 因此优先使用校正值进行预测。预测样本值的选取遵循如下原则: 对于测量精度高的原始测量值保留, 对于仪表故障率高的原始测量值用相应的校正值替代, 介于两者之间的既可用测量值也可用校正值 ( 本文使用校正值) 。据此原则, 使用基于最小二乘的预测模型系数在线辨识方法[6]对用气车间的用气量进行预测 ( 根据前一个月的校正值样本并结合相应的生产工况可以预测用气车间当天的用气量) 。根据预测结果, 在兼顾区域优先供气基础上对4 个空压站的供气量进行调整, 根据调整后的供气量实现站内空压机组的优化组合。

以石灰窑空压站为例, 站内有6 台空压机, 文献5 给出了6 台空压机能耗分析 ( 空压机由电动机驱动, 其能耗即驱动电动机能耗P = 1. 732 ×U × I × cos φ, 功率因数cos φ 为0 . 9 ) 。根据空压站的供气量及空压机组的能耗分析可以得到优化前后空压站机组优化表, 如表2 所示。

石灰窑空压站主要为石灰窑提供压缩空气, 以石灰窑总管的原始测量值和数据校正值分别作为预测样本值, 得到石灰窑的用气日均流量分别为86. 10 m3/ h和90. 54 m3/ h, 可以看出二者的预测值相差不大, 本文使用后者 ( 90. 54 m3/ h) 作为石灰窑用气车间的日均用气量预测值。根据区域优先供给的原则, 不考虑其他用气车间的用气量, 石灰窑空压站需要供给90. 54 m3/ h压缩空气即可满足石灰窑用气车间需求。由表2可以看出石灰窑空压站最优供气量为100 m3/ h, 不仅能满足石灰窑的生产需求, 还可以向其他用气车间提供部分压缩空气。优化组合前用1#和2#空压机供气 ( 100 m3/ h) 的功耗为678. 08 k W, 而优化后用2#和5#空压机供气的功耗为651. 58k W, 优化前后节能比提高了3. 91 % , 这样, 通过空压机组的组合优化实现了空压站节能减排的目标。

4结论

本文以中天钢铁压缩空气总管网和分厂支管网的测量仪表为例, 以总管网节点供销质量平衡为线性约束条件进行数据校正, 得到相应的校正值。在此基础上进行了仪表故障诊断, 指出引起2012 年11 月压缩空气供销不平衡的具体测量仪表, 为巡检人员维修和更换仪表提供了指导。用数据校正值预测石灰窑日均用气量, 根据用气量对石灰窑空压站空压机组进行优化组合, 实现了石灰窑空压站的节能减排。本文所使用的数据校正方法也可应用于氧、氮、氩、蒸汽等能源介质, 为这些能源介质的数据校正和整体优化调度提供指导。

参考文献

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智能功率模块在变频电源中的应用 篇3

智能功率模块 (IPM, Intelligent Power Module) 将输出功率器件IGBT和驱动电路、多种保护电路集成在同一模块内, 与普通IGBT相比, 其在性能和可靠性上均有提高:IPM通过采用先进的电流检测型IGBT和与之相匹配的门控电路, 实现高效的自保护功能;IPM的使用可缩短系统的设计时间和提高系统的可靠性, 并使系统硬件电路简单紧凑, 大大减小系统尺寸。本文通过IPM在变频电源中的应用, 着重介绍IPM的基本特性、驱动电路以及外围保护电路的设计。

1 IPM智能功率模块

笔者以日本三菱公司生产的智能功率模块PM25RSB120为例, 介绍IPM的基本特征。

1.1 PM25RSB120的内部结构

PM25RSB120是一种含有制动单元在内的完整逆变器, 它包括7个IGBT和它们各自的驱动保护电路, 其中的6个IGBT可组成三相逆变桥, 另外1个IGBT再外加1个电阻即可构成制动单元。PM25RSB120的内部结构[1]如图1所示。

1.2 PM25RSB120的外部接线端子含义

图1中, P、N为直流输入端, 工作电压为450 V;U、V、W为逆变器三相输出端, 最大输出电流为50 A;BR为刹车控制输入信号;UP、VP、WP、UN、VN、WN分别为6个IGBT的基极驱动输入信号, 它们都是低电平有效的电平信号, 与外部控制电路之间通过光电三极管隔离;FO、UFO、VFO、WFO分别为下桥臂及上桥臂U、V、W相故障输出端, 当它们为低电平时表示模块发生了过流、短路、欠压或过热某种故障。FO、UFO、VFO、WFO只是向外部控制电路提供指示信号, 即使外部控制电路不采取措施, IPM模块也会通过自保护电路封锁基极驱动信号, 从而将自己保护起来。VUPI-VUPC、VVPI-VVPC、VWPI-VWPC、VNI-VNC是4组独立的驱动电源, 前三组分别供给U、V、W相3个上桥臂元件, 第四组电源供给3个下桥臂元件和制动回路元件。

1.3 PM25RSB120内置的保护功能

PM25RSB120内置的保护电路可实现控制电压欠压保护、过热保护、过流保护和短路保护功能。如果IPM中有1种保护电路动作, IGBT栅极驱动单元就会关断门极电流并输出1个故障信号 (FO) 。各种保护功能分述如下:

(1) 控制电压欠压 (UV) 保护:IPM使用单一的+15 V供电, 若供电电压低于12.5 V, 且时间超过toff=10 ms时, 发生欠压保护, 封锁门极驱动电路, 输出故障信号。

(2) 过温 (OT) 保护:在靠近IGBT芯片的绝缘基板上安装了1个温度传感器, 当IPM温度传感器测出其基板的温度超过温度值时, 发生过温保护, 封锁门极驱动电路, 输出故障信号。

(3) 过流 (OC) 保护:若流过IGBT的电流值超过过流动作值, 且时间超过toff, 则发生过流保护, 封锁门极驱动电路, 输出故障信号。

(4) 短路 (SC) 保护:若负载发生短路或控制系统故障导致短路, 流过IGBT的电流值超过短路动作电流, 则立刻发生短路保护, 封锁门极驱动电路, 输出故障信号。

2 IPM在变频电源中的应用

2.1 变频电源的结构

本文讨论的是能够调频、调压、智能控制与管理的变频电源, 并具有较强的通用性, 其系统结构基本可分为2个部分, 即系统主电路和控制电路[2], 如图2所示。

2.2 变频电源系统主电路

变频电源系统主电路如图3所示, VD1～VD4为常规整流器, IPM作为逆变器, 虚线框内为基于APFC (有功功率因数校正) 技术的整流器。市电交流信号经过整流滤波器转变为直流信号, 又经过APFC电路后变成稳定的直流电源, 然后进入IPM的逆变系统。

(1) IPM驱动隔离电路

IPM外部驱动电路是IPM内部电路和控制电路间的接口, 由于IPM本身含有驱动电路, 所以只要提供满足驱动功率要求的PWM信号、驱动电路电源和防止干扰的电气隔离装置即可。

但是, IPM对驱动电源的要求很严格, 具体要求:① 驱动电压范围为 13.5～16.5 V, 电压低于13.5 V时IPM将会误动作, 甚至发生欠压保护;电压高于16.5 V可能损坏内部部件。② 驱动信号频率为5 Hz～20 kHz, 且需采用电气隔离装置, 防止干扰。③ 驱动电源绝缘电压至少是IPM极间反向耐压值的2倍 (2Vces) 。④ 驱动电路输出端的滤波电容不能太大, 因为当寄生电容超过100 pF时, 噪声干扰将可能误触发内部驱动电路[3]。

现以PM25RSB120内部1组单元为例, 介绍其驱动隔离电路, 如图4所示 (其它单元的接线可依此类推) 。其中IPM的控制输入信号和故障输出信号分别通过光耦HCPL4504和6N137传输, 有效起到了电气隔离作用, 从而达到了上述技术要求。

另外, IPM所需要的4路15 V直流电压可通过整流电路直接得到, 也可利用三菱公司为IPM系列产品专门配置的电压转换模块M57120L和M57140-01得到。在M57120L的输入端加1路113～400 V的直流电压, 便可在输出端得到1路20 V的直流电压;在M57140-01的输入端加1路18～22 V的直流电压便可在输出端得到4路相互隔离的15 V电压, 从而为IPM供电。显然后者的效果要明显优于前者。

(2) IPM外围保护电路

当IPM发生UV、OT、OC、SC中的任一故障时, 其故障输出信号持续时间tFo为1.8 ms (SC故障持续时间会长一些) , 在该时间内IPM封锁门极驱动, 关断IPM;故障输出信号持续时间结束后, IPM内部自动复位, 门极驱动通道开放。

由此可见, 器件自身产生的故障信号是非保持性的, 如果tFo结束后故障仍旧没有排除, IPM将会重复自动保护的过程, 反复动作。OT、OC、SC保护动作都是非常恶劣的运行状态, 应尽量避免反复动作, 因此, 仅依靠IPM内部保护电路还不能完全实现器件的自我保护功能。要使系统真正安全、可靠运行, 需要辅助的外围保护电路。

IPM外围保护电路可通过硬件的方式实现, 也可通过软件的方式实现, 本文采取的是硬件保护电路[5], 如图5所示。

IPM接口电路前置74HC245为带控制端的三态收发器。IPM的控制信号经过74HC245的输入、输出后送至IPM接口电路;各个IPM的故障输出信号经过光耦隔离输出后得到高电平FO, 送入或门, 或门输出经过RC低通滤波后, 送入74HC245的使能端OE。IPM正常工作时, 或门输出为低电平, 74HC245选通;IPM故障报警时, 或门输出为高电平, 74HC245所有输出置为高阻, 封锁各个IPM的控制信号, 关断IPM, 实现保护功能。

2.3 变频电源系统控制电路

变频电源系统控制电路硬件结构如图6所示, 控制电路采用DSP TMS320LF2407 (以下简称DSP) 作为系统的控制核心[4], 这样可采用最少的软、硬件实现灵活、准确的在线控制。

通过键盘键入所要求的输出电压值、频率值, 由SCI模块与DSP实现通信, 得到IPM当前工作的基准电压信号, 经过电压电流调节器获得实际的正弦调制信号, 与DSP定时器产生的三角载波信号相交截, 输出带有一定死区的驱动控制信号, 经驱动单元进行隔离放大后送到IPM。DSP可以将当前时刻的输出电压、频率值送给单片机并在8位LED上显示出来。

2.4 变频电源系统软件设计

变频电源系统主程序流程如图7所示。

3 结语

本文介绍了智能功率模块IPM的基本特征及其在变频电源中的应用, 详细介绍了该变频电源系统主电路及控制电路设计。由于采用了功能强大的IPM智能功率模块, 该变频电源不但可靠性提高, 而且体积小、成本低, 目前在生产和实践中已得到广泛应用。

参考文献

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