高精度正弦全自动激励信号源的设计与实现

高精度正弦全自动激励信号源的设计与实现（精选3篇）

高精度正弦全自动激励信号源的设计与实现 篇1

1.引言

在许多工程测量中，都需要某种固定频率的正弦信号作为激励源，如利用模拟传感器的输出情况对所研制的监测系统、检测单元进行功能的验证：或者进行采集量程的标定工作等。在这些情况下，直接采用一个性能优越的信号发生器固然可以满足工作要求，但是这又带来了新的问题，一方面信号发生器是外配仪器，增加了系统的成本，另一方面也不便于自动化测量。利用D/A转换器加高阶滤波器的方式也可实现以上功能要求，但是在windows操作平台下，对软件技术提出了更高的要求。本文在科研项目的研究工作中恰好遇到了这样一个问题，在信号的检测与标定工作中需要一个120Hz、峰值从0.01V到10V可调的、失真小于1%的高精度正弦激励信号。本文采用常规的电路实现了这个功能。

2.原理与实现过程简述

本科研项目是基于PC-104总线的某型飞机发动机参数的.检测系统，该系统需要一个用于飞机振动校准的激励信号给定单元。经仔细分析技术指标的要求，该单元需要一个幅值从0.01伏到10伏可调，且给定幅值稳定、波形失真小、频率为120Hz的交流信号源，幅值给定以0.01伏为一个间隔。如果我们利用砖码称重的原理，能很快地完成这一功能。显然，信号激励中只需要小数点后两位，即正弦信号峰值变化范围从10mV到10V，它有一位整数位、两位小数位。如果我们集中实现一个120Hz的高精度正弦波振荡器，然后从中取5伏、4伏、2伏、和l伏的“砖码”信号，可以通过电子开关组合，再用加法器形成l伏到10伏之间的任意一个峰值，类似地用0.5伏、0.4伏、0.2伏和0.1伏的“砖码”信号可以形成0.1伏到0.9伏的正弦信号，用0.05伏、0.04伏、0.02伏和0.01伏的“砝码”信号可以形成0.01伏到0.09伏的正弦信号，这三组“砝码”信号组合在一起则可以给出峰值从0.01伏到10伏、幅值变化台阶为0.01伏的任一峰值的正弦激励信号，完全可以满足工程的需要。

根据上述分析，我们设计出如图1所示的硬件框图。在图1中，正弦波信号源选用MAX038芯片，其输出正弦波频率可以在较宽的范围内调节，该芯片内部的结构设计可以保证向外提供失真度小于1%的正弦信号;为了提高信号的比例精度，所有的分压电阻全部定制，阻值精度可达千分之一;运放选用低漂移运放LM124;电子开关选用高性能的MAX4536的4路单刀单掷开关;另外，考虑到电子开关导通后有几十欧姆的压降，为了减小其影响，在加法器中反馈电阻与累加电阻均选择为几十千欧左右，进一步削弱电子开关导通电阻在比例加法器中的影响。由于以上措施的作用，可以大幅度提高电路在实际使用中的性能。

在图1所示电路中，电子开关为译码后控制，一位控制码控制一路开关，因此电子开关的控制共需要12个数字量输出接口，这在笔者所采用的嵌入式系统中是不允许的，因为没有这么多的资源，为了进一步满足系统的要求，采用单并转换技术，用三片4位移位寄存器CT1194串联组成一个12位的移位寄存器，框图如图2所示。

图1中，12个电子开关共有4096种组合，其每种组合对应着一个特定大小的正弦交流信号，这些电子开关的控制，虽然需要12个I/O口，但只要借助于图2的串入并出移位寄存器，我们通过数据口DATA1和时钟口CLK两个输出口可以把4096种组合的任意一种送到Q1到Q12上，从而用两个I/O口实现了12路电子开关的控制。而在笔者所用的PC-104的I/O卡中，其外扩I/O口是用8255实现的，由于8255的C口具有位控功能〈位置位或位清零〉，则从C口中任取两位作为移位寄存器的数据端口和时钟端口，在12个脉冲上升沿作用下，可以将任意一个12位二进制数送到Q1到Q12口，从而完成对电子开关的期望控制，在图l中Vout处得到所希望幅值大小的定频正弦波。

3.实现过程

为了获得激励信号所需要的幅值，本单元使用PC.104的I/

高精度正弦全自动激励信号源的设计与实现 篇2

随着电子信息技术的发展, 三相正弦信号发生器作为一种基础测量仪器广泛应用于计算机、通信、电力电子等行业及相关实验室。传统模拟信号发生器硬件电路复杂繁琐, 输出波形受使用时间、硬件和环境因素影响大, 输出信号频率和幅度漂移大、稳定性差、精度低。本文根据实际需要设计了基于FPGA三相正弦信号发生器, 采用FPGA为核心控制器, 用纯软件方法实现三相信号, 实践证明利用FPGA设计三相信号发生器体积小、可靠性高、精度高、漂移小、功耗低, 具有很高的实用价值, 可广泛用于实际生产。

1 系统总体设计与功能模块

基于FPGA三相正弦波发生器由FPGA最小系统、频率合成器、地址发生器、LPM_ROM正弦波查找表、D/A转换器和滤波电路等模块构成如图1。FPGA最小系统包含系统供电电路、系统基准时钟、JTAG配置端口、AS配置端口、EPCS4配置器件、USB-blaster等;LPM_ROM存储器存储正弦波数据;频率合成器由FP-GA内部锁相环构成, 实现系统时钟倍变频, 在频率合成器输出时钟控制下产生LPM_ROM正弦波查找表地址, 通过D/A转换与滤波电路还原正弦波信号。频率合成器输出时钟越高, 地址发生器产生地址频率越高, 查找表寻址速度越快, 输出正弦信号频率越高。三相正弦交流信号电压相位相差120°, 计算三相正弦信号周期, 改变LPM_ROM正弦波数据, 得到稳定三相信号。

2 三相正弦波信号设计

2.1 LPM_ROM宏功能模块制定

LPM_ROM宏功能模块制定分为ROM初始化和LPM_ROM宏功能模块调用及设定。ROM初始化是向ROM中写入三相正弦波一个周期采集数据点, ROM地址发生器通过寻址查找存储在ROM的正弦波数据信号。QuartusⅡ接受两种初始化文件Memory Initialization File (.mif) 和Hexadecimal (.hex) 格式, 常用mif格式[1]。Mif文件生成方法有直接编辑法、文件编辑法、编程语言生成法和专用mif文件生成器, 正弦波信号采集用直接编辑法和编程语言生成法混合生成正弦波mif文件。新建Memory Initialization File文件, 设置采集数据宽度为10位, 深度1024;将生成数据导入mif文件, 完成mif文件制定[2], C语言程序格式如下:

LPM_ROM调用和设置, 在原理图模式下单击Mega Wizard Plug-In Manager管理器, 选择Create a new Megafunction variation复选框, Memory Compiler选择ROM:1-PORT, 设置输出数据宽度10 bit, 数据深度1 024 bit, 存储器构建方式M9K, 指定路径载入mif文件, 完成ROM制定。

ROM地址信号发生器, 由计数器产生, 数据宽度10 bit, 可以采用VHDL文本制定, 也可以采用LPM_Counter制定, 改变计数器步进长度, 可改变输出信号频率。单相正弦波顶层文件包含地址发生器和ROM存储器, 顶层文件如图2, 功能仿真如图3。原理图模式下选择Creat/Update-Creat Symbol Current File建立原件符号为三相正弦波发生器调用[3]。

2.2 移相模块设计

地址信号发生器时钟inclk频率f0与每个周期采集正弦波点数及D/A输出正弦波频率关系[4], 正弦波每个周期采集1 024个点, 周期内采集正弦波点数越多输出波形失真越小, ROM地址总线宽10 bit, 深度1 024, 输入信号频率为系统时钟频率50 MHz, D/A输出正弦波频率48 k Hz。三相正弦波相与相间幅度频率相同, 位相差120°, 一个周期内B相比A相滞后, C相比B相滞后, ABC三相分别建立3个ROM顶层文件, 通过文件中不同mif文件产生ABC三相信号[5], A相mif文件周期正弦信号采集点相位从0°~360°, B相mif文件周期正弦信号采集点相位从+120°~-120°, C相mif文件周期正弦信号采集点相位从+240°~-240°, 实现ABC三相正弦信号[6,7]。

2.3 顶层电路设计与仿真

三相正弦信号发生器分别由ABC单相正弦信号作为底层文件生成顶层文件, 三相信号发生器顶层文件如图4, 功能仿真后波形文件[8,9]如图5。

Signal TapⅡ嵌入式逻辑分析仪捕捉系统内部节点或总线数据流, 不影响系统正常工作, 将捕捉样本信号暂存于目标器件嵌入式RAM中, 通过JTAG配置端口送入计算机显示和分析[10]。在NEW窗口中选择Signal TapⅡLogic Analyzer File建立Signal TapⅡ文件, Signal TapⅡ待测文件Instance与文本文件实体名相同;调入待测信号并设置Signal TapⅡ参数, 工作时钟CLK, 采样深度4K, JTAG模式下启动SOF Manager下载sof文件并进行配置, 待测信号选择总线模式Bus Display Format-Unsigned Line Chart[11]运行Signal TapⅡ实时采集波形如图6。

3 D/A转换电路设计

TLC5615是TI公司SPI串行10位D/A转换器DIP8封装, 电源VCC为5 V, 基准电压VREF为2 V, 片选信号CS低电平有效, 串行输入最高频率14 MHz, 3根串行总线完成10位D/A转换数据输入输出[12]。TLC5615内部包含一个10位DAC寄存器;一个16位移位寄存器分为高4位虚拟位, 低两位填充位和10位有效位;两种工作模式, 模式1:12位数据序列方式, 向16位移位寄存器输入高10位D/A转换有效位, 低两位填充位输入任意两位数字, 12个时钟脉冲;模式2:16位数据序列方式, 比模式1增加4位虚拟位, 16个时钟脉冲。输出电压, N输入二进制数, D/A串行通信VHDL程序如下[13]。

4 结束语

设计利用EDA技术, 在QuartusⅡ上完成了系统开发与仿真测试, 使硬件功能通过软件实现, 缩短了开发周期, 提高开发效率。测试结果证明基于FPGA三相正弦波发生器具有精度高, 稳定度高, 设计灵活简单易升级等特点, 可广泛用于实际生产和教学。

摘要：Alter公司CycloneⅡ系列EP2C20Q240C8为核心处理器, 设计基于LPMROM三相正弦信号发生器。通过读写LPMROM正弦波数据, QuartusⅡ开发平台完成综合仿真配置, SignalTapⅡ嵌入式逻辑分析仪实时捕获显示三相正弦信号, 连接10位串行D/A转换器TLC5615实现既定功能。

高精度正弦全自动激励信号源的设计与实现 篇3

1 全相位频谱分析

文献[5]提出一种新型的频谱估计算法,对传统DFT频谱分析时数据的截断方式进行了改进,可以很大程度地减小频谱泄漏。若将N阶中心对称窗和N阶矩形窗卷积产生的一个2 N-1阶窗作为窗函数,则是全相位单窗频谱分析,若将N阶中心对称窗和自身卷积产生的一个2 N-1阶窗作为窗函数,则是全相位双窗频谱分析,其框图如图1所示。

首先,推导对具有单一频率f0的单频信号进行全相位频谱分析得到的幅度。

设单频信号:

其中,f0为信号频率,fs为采样频率。

对于时间序列中的一点x(N),存在也只存在N个包含该点的N维向量:

将每个向量进行循环移位,把样本点x(N)移到首位,则得到另外的N个N维向量:

对准x(N)相加得到全相位数据向量:

根据DFT移位性质,X′i(i=0,1,…N-1)的离散傅里叶变换X′i(k)和Xi(i=0,1,…,N-1)的离散傅里叶变换Xi(k)之间有很明确的关系:

全相位频谱是由X′i(k)之和组成,所以有

由式(2)可见全相位频谱分析幅度谱为

其为传统DFT频谱分析幅度谱的平方,这对减小频谱泄漏很有益。

全相位频谱分析另一个重要的特点是其相位不用校正,恒定不变,不受频偏影响,即当信号未做整周期截断时,全相位频谱分析仍能求出信号的真实相位,得到的相位与信号的真实相位误差极小,近似相等,这是传统DFT频谱分析所不具备的,也是用全相位频谱分析进行参数校正的基础。

现以余弦信号cos(1.2×2πt/6+100π/180)为例进行N=6阶全相位频谱分析,分析全相位方法求相位误差小的原因。11个取样信号为:-0.173 6,-0.9903,-0.4384,0.7193,0.8829,-0.1736,-0.9903,-0.4384,0.7193,0.8829,-0.1736。

全相位输入信号由6组N=6的取样信号组成,第1组是由11个取样信号的最后6个组成,第2组由向左移1位的6个数组成,但-0.173 6要循环移到首位,其他类同。信号排列如表1所示。

这6组N=6的取样信号的相位φ如表2所示。

(°)

因为频率是1.2 Hz,从每组第2个相位可见,6个相位中3个偏离100°增大,3个偏离100°减小。全相位输入数据是上面6组信号之和的平均,相位互相抵消,使得与原始信号的相位差为零,所以全相位频谱分析后求出的相位即为信号真实相位。实验结果表明:全相位无窗频谱分析时,求整数倍频率相位准确,如果求偏离整数倍频率相位时,全相位加kaiser(N,9.5)双窗误差最小。此例使用全相位kaiser(N,9.5)双窗求出的信号相位如下:

180.0000°,100.0069°,100.0004°180.0000°,259.9996°,259.9931°

与信号真实的相位误差仅为0.69%,可认为相等。从具体的数据分析,可清楚地看出全相位频谱分析具有良好的相位分析性能,在信号是非整数倍频率情况下相位不变。而传统谱分析方法相位会发生很大误差。

用计算机生成如下信号,采样频率128 Hz,作谱点数为128的分析,频率分辨率为1 Hz,有

全相位频谱分析采用hanning(N)双窗,传统DFT频谱分析采用hanning(N)窗,分析结果如图2(a)(b)所示。可见全相位双窗频谱分析的各频率成分信号的相位均为信号真实相位50°,而传统加窗分析的信号相位除了第一个没有偏离整数倍频率信号的相位为50°,其余频率成分信号的相位分析均与真实相位有很大误差,且频率偏离整数倍越远,相位分析结果误差越大。

若将信号相位发生变化,即产生信号:

分析结果如图2(c)(d)所示。

由图2可明显看出,全相位频谱分析得到的相位和信号的真实相位误差极小,而传统DFT方法分析得到相位误差则较大。

2 全相位相位差法估计正弦信号参数

文献[2]中给出了关于相位差法校正的原理,全相位相位差法对其序列的取法进行了改进。具体算法步骤如下:

a.对信号做一定长度的非整周期采样,从采样序列的第i点开始起,取2 N-1点,得到一个序列u1(t);再从i+N点开始起,也取2 N-1点,得到另一个序列u2(t);

b.对序列u1(t)进行全相位双窗(汉宁与汉恩窗的卷积窗)N点频谱分析,得到频率表示为f=k fs/N,频率分辨率F0=fs/N(k为主谱线的序号,频率校正量Δf=d F0(d为泄露误差系数);

c.信号校正泄漏误差后的频率为

同时得到相位φ1;

d.对序列u2(t)进行全相位双窗(汉宁与汉恩窗的卷积窗)N点频谱分析,得到主谱线处相位φ2,根据相位差Δφ=φ2-φ1=2πd,计算出泄漏误差系数d;

e.校正其频率、幅值、相位,将d代入步骤c后得到校正后的频率。

令主谱线处的粗估幅值为Ak,则幅值校正公式为

信号的初始相位公式为

3 仿真与结果

单频余弦信号为

对其进行非整周期采样,采样频率fs=1 024 Hz,频谱分析点数为N=1024点,分别用全相位相位差法和文献[6]相位差法进行参数估计,结果如表3所示(表中幅值为归一化数值)。

4 结语

在传统频谱分析的基础上,对输入数据截断方式进行了改进,得到了全相位频谱分析,相对于传统频谱分析,具有频谱泄露小、参数估计精度高的优点。该算法无需对信号进行严格的整周期采样,可有效抑制DFT算法中的频谱泄露和栅栏效应,且无需相位校正,算法简单,可用于电力自动化中的向量测量以及正弦交流电谐波分析等工程,有良好的实用价值。

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