调整工作时间

调整工作时间（精选3篇）

调整工作时间 篇1

随着货币逐步紧缩, 地方政府采取遏制房地产市场急剧增长行政措施, 以及4万亿人民币 (约合6423亿美元) 经济刺激计划影响逐渐减弱, 中国经济也因此开始减速。通货膨胀本应在2011年初就缓和下来, 然而不断上升的食物价格和商品价格打破了人们的预期。消费者价格指数的同比增速在2011年7月达到了6.5%的最高点。

有力的流动性紧缩措施最终减轻了通胀压力, 但也阻碍了经济增长。中国经济增速在2010年第一季度达到顶峰12.8%后一直稳步下降。2011年第四季度同比增速已降到8.9%, 导致海外市场开始看空中国经济形势。相反, 大部分中国经济学家并没有这么悲观, 他们预期2012年中国经济增长会稳定在8%左右。然而, 直到最近, 经济表现一直令人失望。

然而, 期盼已久的经济反弹终于在2012年最后一个季度出现。我个人一直坚信经济反弹会出现。毕竟, 中国经济潜在增长率还在8%左右。中国的财政状况仍然强劲, 即使是承担了各种各样的不确定债务——比如地方政府的贷款、大型工程贷款以及商业银行在房地产市场的不良贷款, 中国的公共债务与GDP的比率仍然在60%以下。此外, 中国人民银行仍然有下调存款准备金率和基准利率的充裕空间——分别保持在20%和6% (针对一年期贷款) , 而不用担心引起通胀。

中国经济真正面临的挑战在于中长期。

首先, 随着中国人口的迅速老龄化, 人口红利的消失将会显著降低其潜在增长速度。此外, 其他条件不变的情况下, 固定资产投资的极速增长已经侵蚀中国的投资效率和资本效率, 进一步降低了潜在产出增长。而且, 随着中国经济接近实现技术全面现代化, 中国将不再拥有后发优势, 而其无力创新可能会成为进一步增长的巨大瓶颈。尽管积极参与全球生产网络给中国带来了好处, 但也有可能使中国陷于价值链的最末端, 缩小未来发展空间。

其次, 其他的制约也隐约可见。飞速的经济扩张意味着能源和原材料的供给将日益限制潜在增长。同时, 公众对环境保护和其他基本权利的要求必然导致生产成本上升。同样地, 由于全球去杠杆化的漫长过程阻碍了中国主要国外市场的经济复苏, 外部环境可能会变得不那么有利。

最后, 作为世界上最大的净债权国之一, 中国的投资负债表已出现多年亏损。如果这种亏损模式持续下去, 中国未来增长将面临国际收支差额的限制。

然而, 与这些经济弱点相比, 中国体制改革将会比长期繁荣更加重要。30多年来经济高速发展的同时, 贫富分化已成为严重的社会问题。不难想象, 如果每个社会群体都要求获得国民收入的更大份额, 通胀将变得不可避免。

政府机构的规模可能还会继续膨胀。如果增长率再低一些, 中国的财政状况将会恶化——最初比较缓慢, 然后急速恶化, 最终公共债务对GDP的比率将上升到一个无法维持的水平。更糟糕的是, 当中国需要用其储蓄——两代人的积累投到了美国国债之中——来缓解财政限制时, 其外汇储备的价值已经蒸发了。

因此, 判断中国的经济活力, 关键指标是其财政状况。仅当中国的财政状况快速恶化时, 其经济才会突然衰退。接下来的五年是决定中国未来的关键期, 改革及调整过程的机会之窗可能也不会比这个时期更长。

调整艺考时间 温暖惠及考生 篇2

一、天寒地冻，不利于考生正常发挥

1、2012年山西省美术专业报考人数为27859人，占到艺考总人数的五分之三。每天早晨六、七点钟，几千名来自四面八方的美术考生汇聚太原师范学院各考点，手持画具，身背画夹，在寒风中等待一個多小时，才能陆续进入考场。他们冻手冻脚，很难在考场里进入良好的作画状态。再由于天气寒冷，色彩科目考试试卷由于水分较大，画面长时间不能干，影响试卷效果。

2、去年太原的平均气温在-6℃，舞蹈、表演、播音等专业考生早上六、七点来到考场外排队，等上两三个小时才能考完，由于考试中需要穿着内衣内裤进行才艺展示，尽管考完后马上穿上了厚棉衣，并不停地在地上跺着脚，脸色还是冻得青紫。无论是声乐、器乐等专业考生，所有艺考生都是用肢体来展示才艺的，所以相当一部分考生因为冻得比较厉害，在考试时有点紧张，也没有完全发挥出来。

二、时值春节，庞大的艺考队伍承受着交通和食宿的不便

1、山西省2010年—2012年，近三年报考艺术类人数分别为37763人、52442人、58006人。除省组织的联考外，每年春节前后，全国有200余所艺术院校在太原设立考点进行校考。分两个阶段进行，年前腊月二十到二十七，年后从正月初三到正月二十六、七。这两个阶段，因为时值春节，恰逢全国春运高峰，五、六万考生和家长、老师考生都要往返两次太原，且不说遇到恶劣天气，大雪封路，归心似箭而不能回家心情可想而知，但就提前排队买票之苦，足以给考生带来不便。更有考生，几经周折，不惜高价，择线选路，只为与家人吃个春节团圆饭。

2、春节前后，省城各大超市、饭店、小吃摊点均已停业关门。考生用餐存在很大不便，只能以方便面、面包充饥，影响了考生的身体和健康。加之天气寒冷，许多考生出现感冒、头疼等疾病，有的甚至因为感冒高烧不退，只得放弃了考试。

3、考生经济负担过重。春节属于我国的传统节假日，且不说每年全国艺考生高达60多万人，仅山西省近6万多艺考生，各考点、各院校每天所需工作人员和考务人员多达2000余人，在这个特殊的假期内，只能高薪聘用工作人员和考务人员、模特。所有开支都要来自考生的报名费。每所院校的报名费都150-200元的范围内。按每名考生在太原吃、住、考试25天计算，每个考生一般至少在4000元以上，对于一般家庭也是一笔不小的开支。

调整工作时间 篇3

在许多应用场合, 如通信系统、旋转机械、测震学等场合, 都要求使用具有高精度、快响应的频率检测器[1,2,3]。例如, 在通信系统中, 无论是时钟信号频率同步还是信号调制, 都要求用到频率检测器。频率检测器通常作为一个IP核嵌套在SOC系统中, 而不是一个单独的芯片。通常来说, 频率检测器可以根据其采用的结构分为两类:数字方式检测和模拟方式检测。

数字检测方式需要一个精确的时钟信号, 研究者利用计数器来实现对频率的检测。为了减少成本, 研究者希望芯片集成化, 不能有外围器件, 这就要求时钟信号由内部电路产生。而内部时钟信号的产生需要电容和电阻, 受工艺变化和工作温度的影响较大, 将引起检测精度的下降。此外, 传统的数字检测方式只能检测到输入时钟与参考时钟的大相位差, 因此引入了一个不可忽视的频率失调量[4,5], 许多文献提出了解决该问题的改进数字检测方式。例如, 可以采用延迟线的时间数字转换器, 使得在参考电压频率不高的情况下也能获得较高的检测精度, 但代价是需要全定制的集成电路设计[6];也可以采用大量的滑移检测器, 产生一个精确的数字频率检测器, 但这种方法需要增加延迟时间[7]。

模拟检测方式的频率失调量要比数字检测方式小, 但它的检测速度也较慢。采用模拟检测方式的频率检测器首先产生一个与被检测信号的频率成比例的电压, 实现从频率到电压的转换。通常有两种方法实现这种转换, 即间接转换方式和直接转换方式。间接转换方式先将频率转换成占空比, 再转换成电压[8], 这就需要较长的转换时间。直接转换方式不需要将频率转换成占空比, 但要增加一个额外的电路来判断输出结果是直流量还是方波信号, 以向下一级电路提供一个可直接辨认的输入量[9]。这样, 电路复杂度和检测时间都会不可避免地增大。在模拟检测方式的频率检测器中, 需要用到电阻和电容, 受工艺变化和工作温度影响较大。为了消除这种精度影响, 要求增加片外器件, 这在SOC中是不可取的。

为了同时获得高精度和快速响应, 本研究提出一个基于类状态机 (RSMC) 的改进的模拟检测方式。RSMC产生一系列信号控制频率检测器的工作状态。该频率检测器的检测时间可以自调节, 且与输入信号频率有关。电路中还有一个频率编程电路 (FPC) , 用于扩展该频率检测器的应用范围。

1 频率检测器结构

本研究设计的频率检测器 (FD) 电路图如图1所示, 分为3个部分:频率编程电路 (FPC) 、类状态机 (RSMC) 和中心电路 (CORE) 。CORE主要由模拟电路和判断电路构成。

SELECT=1, 输入时钟信号CLOCK直接送入后续模块进行频率范围检测;SELECT=0, CLOCK信号经过十分频后送入后续电路进行检测。

EN置1, 模拟电路启动, 整个频率检测电路开始工作。RESET置1, 对电路进行初始化, 再置0, 整个电路进入正常工作。FPC模块对输入时钟信号CLOCK和输入逻辑信号SELECT进行处理, 产生RSMC模块的输入时钟信号FIN, FIN的信号周期为TS。RSMC产生周期性方波信号S1、S2和S3, 用来控制CORE模块的工作状态, 实现频率检测功能。S1、S2和S3的时钟周期相同 (TDT=16Ts) 。S2控制模拟电路中从输入信号的频率向电容电压VC1和VC2转换的过程, 电压VC1和VC2会在判断电路中被检测;S3信号控制判断电路的检测结果输出到FD_FL、FD_FH和FD_RESET。S1控制模拟电路中的电容C1和C2在下一个周期来到前清零, 保证每个周期都能正确检测输入信号的频率。

RESET—整个电路的复位信号；CLOCK—频率检测器的被检测信号；SELECT—FPC的频率范围选择信号；EN—模拟电路的使能信号；FD_FL—低频检测结果；FD_FH—高频检测结果；FD_RESET—频率范围检测结果

1.1 频率编程电路 (FPC)

FPC的功能如表1所示, 当SELECT=1时, FFIN=FCLOCK;当SELECT=0时, FFIN=FCLOCK/10 (式中:FFIN—FPC输出时钟信号FIN的频率;FCLOCK—输入时钟信号CLOCK的频率) 。当RESET=1时, FPC内的十分频模块被复位。

1.2 类状态机 (RSMC)

类状态机的电路结构如图2所示, 它采用组合逻辑产生CORE模块的状态控制信号S1、S2和S3。S1、S2和S3与输入信号FIN的频率相关。信号FIN、RE-SET、Q1、Q2、Q3、Q4、S1、S2和S3的关系如图3所示。

在下一节中将说明, CORE有5个工作状态, 分别表示为reset-state、state1、state2、state3和state4。这些状态由RESET、S1、S2、S3和S4共同决定。状态reset-state只在RESET=1时出现, 为CORE的初始化状态。频率检测器进入正常工作后, 状态state1、state2、state3和state4依次周期性出现。周期为:TDT=16/FFIN;持续时间分别为:t1=4/FFIN, t2=11/FFIN, t3=0.5/FFIN和t4=0.5/FFIN。

1.3 CORE模块

CORE由模拟电路和判断电路构成, 它共有5个工作状态, 分别表示为reset-state、state1、state2、state3和state4。这些状态由信号RESET、S1、S2、S3和S4控制, CORE工作状态与类状态机信号的关系如表2所示。在状态restate-state期间, FD_FL、FD_FH和FD_RESET保持0电平, 不受输入时钟信号的影响。在状态state1期间, 模拟电路中的电容C1和C2会根据输入时钟信号的频率被充电VC1和VC2。在状态state2期间, 电容上的电压维持VC1和VC2不变, 同时判断电路中的比较器对这两个电压进行检测, 给出判断结果。当CORE的状态从state2跳变到state3时, 判断电路的检测结果输出到FD_FL、FD_FH和FD_RESET;注意这些输出结果只在每次状态从state2跳变到state3时才发生改变, 其余时刻输出结果不会改变。在状态state4时, 电容C1和C2上的电荷被放电到地。

状态state1的持续时间决定了电容电压VC1和VC2的值:

模拟电路中的电阻电压VR为:

VC1和VC2与VR进行比较, 比较结果决定了输出信号FD_FL、FD_FH和FD_RESET。如果VC2>VR, 则FD_FL=1, 否则FD_FL=0;如果VC<VR, 则FD_FH=1, 否则FD_FH=0;如果FD_FL=1或FD_FH=1, 则FD_RESET=1, 否则FD_RESET=0。假设FL为FD_FL从0变为1时的低频检测点, FH为FD_FH从0变为1时的高频检测点, FL和FH的表达式为:

RSMC和CORE组合后, 功能如表3所示。该设计中, 笔者设置FL=2 MHz, FH=7.5 MHz。

1.4 检测频率

为了设置FL=2 MHz, FH=7.5 MHz, 根据式 (3) , 本研究选择R=640 kΩ, C1=0.781 p F, C2=0.625 p F, Ib1=0.6 μA，Ib2=3 μA，Ib3=2 μA。

当被检测信号的频率FFIN在FL或FH附近时, 噪声会引起检测结果的误触发, 使得输出结果不停地随噪声翻转。应用在SOC系统中时, 其他数字模块会引入大量噪声信号, 引起这种不希望出现的现象, 因此本研究需要在比较器中加入磁滞窗口。带迟滞的比较器电路结构如图4所示。

迟滞窗口大小为:

式中: (W/L) 1, (W/L) 3, (W/L) 9—晶体管M1、M3和M9的宽长比。

通过选择合适管子尺寸, 本研究将高频迟滞窗口和低频迟滞窗口都设为0.1 MHz。

1.5 检测时间

本研究设计的频率检测器对输入信号时钟进行周期性检测, 因此检测时间由检测周期决定 (TDT=16/FFIN) , 低频检测和高频检测的时间分别为TL=16/FFL和TH=16/FFH。设置FL=2 MHz, FH=7.5 MHz, 因此TL=8μs, TH=2.13μs。

检测信号周期TDT=16/FFIN, 显然频率检测器的检测时间与被检测信号的频率直接相关。换一句话说, 本研究提出的频率检测器的检测时间是自调整的, 检测时钟信号所需的时间随频率而变, 信号频率越高, 则检测时间越短。这是数字检测方式所不具备的特性。在采用数字检测方式的频率检测电路中, 检测时间是固定的, 由参考时钟信号决定。为了保证能够检测出低频信号, 系统要求检测时间足够长。假设检测低频、高频信号需要检测时间分别为8μs、2.13μs, 那么系统需要保证将检测时间至少设置在8μs, 以能够同时检测出高频信号和低频信号。这样, 对高频检测来说, 就白白多消耗了检测时间。

2 仿真结果

本研究提出的基于类状态机的检测时间自调整的频率检测器采用的工艺是SMIC18pf, 具有1层poly和4层金属。最终的版图如图5所示, 芯片面积为0.071 mm2。由于这只作为SOC系统中的一个IP核, 图中并未画出pad和ESD。该频率检测器的性能参数如表4所示。模拟电源和数字电源分别为3.3 V和1.8 V。SIMC18pf工艺提供了两种类型的电容 (MIM和PIP) 。这两种电容的工艺变化范围都很大, 分别为-17%~+25%和-23%~+43%。还可以使用晶体管构成MOS电容, 其工艺变化范围为-2.5%~+2%, 远小于MIM电容和PIP电容的变化率。因此该设计中的C1、C2选择了MOS电容, 其宽W、长L、个数multiplier如表4所示。

仿真结果如表5所示。从表5可以发现, 后仿真结果与前仿真结果基本没有差别。

FL_DESC—低频检测电压；FL_HYST—低频迟滞窗口；FH_RISE—高频检测电压；FH_HYST—高频迟滞窗口；PAVDD，PDVDD—模拟电源和数字电源贡献的功耗

本研究提出的频率检测器与数字方式频率检测器[10]的比较结果如表6所示, 对比了检测时间、检测频率偏差、功耗和芯片面积这些重要特性。检测频率偏差代表了检测精度, 偏差越小则精度越高。从比较结果来看, 本研究提出的频率检测器检测时间更短, 功耗更少, 面积更小。但它的检测频率偏差大, 这是由于SMIC18pf提供的MOS电容和电阻的工艺变化大。数字方式频率检测器的检测频率偏差要小得多, 但这是在电路提供了一个精确的参考时钟信号的前提下获得的, 这就要求电路有外围器件。然而, 该设计的频率检测电路作为一个SOC系统的IP核, 不希望出现片外器件, 因此该方案并不适合本次设计。根据本次文献调研发现, 在不采用片外器件的前提下, 电阻和电容的工艺偏差对频率检测精度的影响不可避免, 因此本研究的频率检测器的精度受限于设计要求。

3 结束语

本研究提出了一个采用改进的模拟检测方式的频率检测电路。该电路由类状态机控制, 工作在不同的工作状态下。在没有外围器件的情况下, 该电路同时获得了良好的精度和快速的响应速度, 并且检测时间随输入信号的频率而改变。该频率检测器采用SMIC18pf工艺, 具有1层poly和4层金属, 不考虑ESD和pad, 整个芯片面积为0.071 mm2。仿真结果与设定的性能参数一致。低频检测点设置在频率FL=2 MHz处, 变化范围为-15%~+20%;高频检测点设置在频率FH=7.5 MHz处, 变化范围为-12%~+20%, 两者的检测时间分别为TL=15.53μs和TH=2.3μs。3.3 V的模拟供电电源提供能耗59.8μW;1.8 V的数字供电电源提供能耗6.4μW, 总功耗为66.2μW。

参考文献

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