电源控制器

电源控制器（精选8篇）

电源控制器 篇1

A.Farhadi

Abstract: Undesired generation of radiated or conducted energy in electrical systems is called Electromagnetic Interference(EMI).High speed switching frequency in power electronics converters especially in switching power supplies improves efficiency but leads to EMI.Different kind of conducted interference, EMI regulations and conducted EMI measurement are introduced in this paper.Compliancy with national or international regulation is called Electromagnetic Compatibility(EMC).Power electronic systems producers must regard EMC.Modeling and simulation is the first step of EMC evaluation.EMI simulation results due to a PWM Buck type switching power supply are presented in this paper.To improve EMC, some techniques are introduced and their effectiveness proved by simulation.Index Terms: Conducted, EMC, EMI, LISN, Switching Supply I.INTRODUCTION

FAST semiconductors make it possible to have high speed and high frequency switching in power electronics 1.High speed switching causes weight and volume reduction of equipment，2but some unwanted effects such as radio frequency interference appeared.Compliance with electromagnetic compatibility(EMC)regulations is necessary for producers to present their products to the markets.It is important to take EMC aspects already in design phase

3.Modeling and simulation is the most effective tool to analyze EMC consideration before developing the products.A lot of the previous studies concerned the low frequency analysis of power electronics components

45.Different types of power electronics converters are capable to be considered as source of EMI.They could propagate the EMI in both radiated and conducted forms.Line Impedance Stabilization Network(LISN)is required for measurement and calculation of conducted interference level the EMC evaluation criterion

6.Interference spectrum at the output of LISN is introduced as.National or international regulations are the references for

7878the evaluation of equipment in point of view of EMC II.SOURCE, PATH AND VICTIM OF EMI

.Undesired voltage or current is called interference and their cause is called interference source.In this paper a high-speed switching power supply is the source of interference.Interference propagated by radiation in area around of an interference source or by conduction through common cabling or wiring connections.In this study conducted emission is considered only.Equipment such as computers, receivers, amplifiers, industrial controllers, etc that are exposed to interference corruption are called victims.The common connections of elements, source lines and cabling provide paths for conducted noise or interference.Electromagnetic conducted interference has two components as differential mode and common mode 9.A.Differential mode conducted interference

This mode is related to the noise that is imposed between different lines of a test circuit by a noise source.Related current path is shown in Fig.1

9.The interference source, path impedances, differential mode current and load impedance are also shown in Fig.1.B.Common mode conducted interference

Common mode noise or interference could appear and impose between the lines, cables or connections and common ground.Any leakage current between load and common ground could be modeled by interference voltage source.Fig.2 demonstrates the common mode interference source, common mode currents IIand the related current paths

9cm1

and cm2

.The power electronics converters perform as noise source between lines of the supply network.In this study differential mode of conducted interference is particularly important and discussion will be continued considering this mode only.III.ELECTROMAGNETIC COMPATIBILITY REGULATIONS

Application of electrical equipment especially static power electronic converters in different equipment is increasing more and more.As mentioned before, power electronics converters are considered as an important source of electromagnetic interference and have corrupting effects on the electric networks 2.High level of pollution resulting from various disturbances reduces the quality of power in electric networks.On the other side some residential, commercial and especially medical consumers are so sensitive to power system disturbances including voltage and frequency variations.The best solution to reduce corruption and improve power quality is complying national or international EMC regulations.CISPR, IEC, FCC and VDE are among the most famous organizations from Europe, USA and Germany who are responsible for determining and publishing the most important EMC regulations.IEC and VDE requirement and limitations on conducted emission are shown in Fig.3 and Fig.4

79.For different groups of consumers different classes of regulations could be complied.Class A for common consumers and class B with more hard limitations for special consumers are separated in Fig.3 and Fig.4.Frequency range of limitation is different for IEC and VDE that are 150 kHz up to 30 MHz and 10 kHz up to 30 MHz respectively.Compliance of regulations is evaluated by comparison of measured or calculated conducted interference level in the mentioned frequency range with the stated requirements in regulations.In united European community compliance of regulation is mandatory and products must have certified label to show covering of requirements 8.IV.ELECTROMAGNETIC CONDUCTED INTERFERENCE MEASUREMENT A.Line Impedance Stabilization Network(LISN)

1-Providing a low impedance path to transfer power from source to power electronics converter and load.2-Providing a low impedance path from interference source, here power electronics converter, to measurement port.Variation of LISN impedance versus frequency with the mentioned topology is presented in Fig.7.LISN has stabilized impedance in the range of conducted EMI measurement

7.Variation of level of signal at the output of LISN versus frequency is the spectrum of interference.The electromagnetic compatibility of a system can be evaluated by comparison of its interference spectrum with the standard limitations.The level of signal at the output of LISN in frequency range 10 kHz up to 30 MHz or 150 kHz up to 30 MHz is criterion of compatibility and should be under the standard limitations.In practical situations, the LISN output is connected to a spectrum analyzer and interference measurement is carried out.But for modeling and simulation purposes, the LISN output spectrum is calculated using appropriate software.V.SIMULATION OF EMI DUE TO A PWM BUCK TYPE SWITCHINGPOWER SUPPLY

For a simple fixed frequency PWM controller that is applied to a Buck DC/DC converter, it is possible to assume the error voltage(v)changes slow with respect to the switching frequency，ethe pulse width and hence the duty cycle can be approximated by(1).Vp is the saw tooth waveform amplitude.A.PWM waveform spectral analysis

The normalized pulse train m(t)of Fig.8 represents PWM switch current waveform.The nth pulse of PWM waveform consists of a fixed component D/fs , in which D is the steady state duty cycle, and a variable component dn/f sthat represents the variation of duty cycle due to variation of source, reference and load.As the PWM switch current waveform contains information concerning EMI due to power supply, it is required to do the spectrum analysis of this waveform in the frequency range of EMI studies.It is assumed that error voltage varies around Vwith amplitude of Vas is shown in(2).e

e1

fm represents the frequency of error voltage variation due to the variations of source, reference and load.The interception of the error voltage variation curve and the saw tooth waveform with switching frequency, leads to(3)for the computation of duty cycle coefficients10.Maximum variation of pulse width around its steady state value of D is limited to D1.In each period of Tm=1/fm , there will be r=fs/fm pulses with duty cycles of dn.Equation(4)presents the Fourier series coefficients Cn of the PWM waveform m(t).Which have the frequency spectrum of Fig.9.B-Equivalent noise circuit and EMI spectral analysis

To attain the equivalent circuit of Fig.6 the voltage source Vs is replaced by short circuit and converter is replaced by PWM waveform switch current(I)as it has shown in Fig.10.ex

The transfer function is defined as the ratio of the LISN output voltage to the EMI current source as in(5).The coefficients di, ni(i = 1, 2, … , 4)correspond to the parameters of the equivalent circuit.Rc and Lc are respectively the effective series resistance(ESR)and inductance(ESL)of the filter capacitor Cf that model the non-ideality of this element.The LISN and filter parameters are as follows: CN = 100 nF, r = 5 Ω, l = 50 uH, RN =50 Ω, LN=250 uH, Lf = 0, Cf =0, Rc= 0, Lc= 0, fs =25 kHz

The EMI spectrum is derived by multiplication of the transfer function and the source noise spectrum.Simulation results are shown in Fig.11.VI.PARAMETERS AFFECTION ON EMI A.Duty Cycle

The pulse width in PWM waveform varies around a steady state D=0.5.The output noise spectrum was simulated with values of D=0.25 and 0.75 that are shown in Fig.12 and Fig.13.Even harmonics are increased and odd ones are decreased that is desired in point of view of EMC.On the other hand the noise energy is distributed over a wider range of frequency and the level of EMI decreased 11.B.Amplitude of duty cycle variation

The maximum pulse width variation is determined by D.The EMI spectrum was simulated

1with D=0.05.Simulations are repeated with D=0.01 and 0.25 and the results are shown in Fig.14 1

1and Fig.15.Increasing of D1 leads to frequency modulation of the EMI signal and reduction in level of conducted EMI.Zooming of Fig.15 around 7component of switching frequency in Fig.16 shows the frequency modulation clearly.th

C.Error voltage frequency

The main factor in the variation of duty cycle is the variation of source voltage.The fm=100 Hz ripple in source voltage is the inevitable consequence of the usage of rectifiers.The simulation is repeated in the frequency of fm=5000 Hz.It is shown in Fig.17 that at a higher frequency for fm the noise spectrum expands in frequency domain and causes smaller level of conducted EMI.On the other hand it is desired to inject a high frequency signal to the reference voltage intentionally.D.Simultaneous effect of parameters

Simulation results of simultaneous application of D=0.75, D=0.25 and f=5000 Hz that lead

mto expansion of EMI spectrum over a wider frequencies and considerable reduction in EMI level is shown in Fig.18.VII.CONCLUSION

Appearance of Electromagnetic Interference due to the fast switching semiconductor devices performance in power electronics converters is introduced in this paper.Radiated and conducted interference are two types of Electromagnetic Interference where conducted type is studied in this paper.Compatibility regulations and conducted interference measurement were explained.LISN as an important part of measuring process besides its topology, parameters and impedance were described.EMI spectrum due to a PWM Buck type DC/DC converter was considered and simulated.It is necessary to present mechanisms to reduce the level of Electromagnetic interference.It shown that EMI due to a PWM Buck type switching power supply could be reduced by controlling parameters such as duty cycle, duty cycle variation and reference voltage frequency.VIII.REFRENCES

[1] Mohan, Undeland, and Robbins, “Power Electronics Converters, Applications and Design” 3rd edition, John Wiley & Sons, 2003.[2] P.Moy, “EMC Related Issues for Power Electronics”, IEEE, Automotive Power Electronics, 1989, 28-29 Aug.1989 pp.46 – 53.[3] M.J.Nave, “Prediction of Conducted Interference in Switched Mode Power Supplies”, Session 3B, IEEE International Symp.on EMC, 1986.[4] Henderson, R.D.and Rose, P.J., “Harmonics and their Effects on Power Quality and Transformers”, IEEE Trans.On Ind.App., 1994, pp.528-532.[5] I.Kasikci, “A New Method for Power Factor Correction and Harmonic Elimination in Power System”, Proceedings of IEEE Ninth International Conference on Harmonics and Quality of Power, Volume 3, pp.810 – 815, Oct.2000.[6] M.J.Nave, “Line Impedance Stabilization Networks: Theory and Applications”, RFI/EMI Corner, April 1985, pp.54-56.[7] T.Williams, “EMC for Product Designers” 3edition 2001 Newnes.[8] B.Keisier, “Principles of Electromagnetic Compatibility”, 3edition ARTECH HOUSE 1987.[9] J.C.Fluke, “Controlling Conducted Emission by Design”, Vanhostrand Reinhold 1991.[10] M.Daniel,”DC/DC Switching Regulator Analysis”, McGrawhill 1988

[11] M.J.Nave,” The Effect of Duty Cycle on SMPS Common Mode Emission: theory and experiment”, IEEE National Symposium on Electromagnetic Compatibility, Page(s): 211-216, 23-25 May 1989.rd

电源控制器 篇2

我一直很喜欢修理旧电台,同时希望即便在停电时候也能使用电池继续通联,这是推动我进行这个小制作的两个主要原因。

我使用的电台之一是Ten-Tec Triton IV电台, 这个电台是全固态电台,可以使用电池供电,它的接收部分效果很好,并且足够省电;在使用电池供电进行发射时能够输出足够功率,最使我满意的是这个电台没有使用单片机,不用担心程序丢失。

但是这个电台最大的问题是电源——电台前面板没有电源开关,如果你要关闭电台,只能拔掉电源连接线。并且,由于电台本身没有电源开关, 即便使用交流电源供电,也只有在配合Ten-Tec262电源适配器使用时才能通过关闭电源开关的方式关闭电台注1。

Triton IV电源适配器电源开关通过控制交流输入端开关来控制电台开关,在当时,电源开关的设计无法承受13.8V,超过20A的电流。Triton IV不是唯一有这个问题的电台,其他Ten-Tec电台, 如Omni系列,Corsair系列和Argosy系列同样具有这个问题。另外,我的Heathkit SB-104电台同样有这个问题。事实上,很多老型号的全固态电台都有这个问题。

解决问题

我的解决方法如图1所示,使用一个电源控制器控制电台电源开关。控制电台电源的开关安装在电台前面板上, 通过导线连接到控制器上,控制内部继电器吸合,由继电器控制电台电源通断。但是,像这种大电流继电器在吸合时需要的电流也很可观,在使用电池供电时,为保持继电器吸合消耗的电能是一笔不小的浪费。

一种巧妙的改进

C1:1000μF,16V 电解电容 C2:0.01μF C3:0.1μF C4:220μF,16V 电解电容 D1:1N4002 DS1:发光二极管 F1:20A 汽车用刀形保险丝Q1:IRF510 功率 MOSFET R1:150Ω,1W R2:15KΩ,1/4W R3:10KΩ,1/4W R4,R5:1KΩ,1/4W RY1:T-90 Omron 继电器

在电路中,我使用功率MOSFET Q1来控制继电器电源。 Q1通过电台电源开关控制,控制电压经限流电阻R3连接到Q1的栅极。在开关断开瞬间R2用来对Q1栅极放电,在开关断开后电阻R4将Q1栅极接地,防止Q1受干扰导通。同时R4还有一个作用。由于R4,在电源开关上会流过约2m A电流,这样可以确保电源开关接触良好。

电容C1在继电器线圈上电瞬间呈短路状态,确保继电器能够正常吸合。在吸合之后,电容C1通过继电器线圈放电, 恢复为断路状态,此后电流通过R1限流后提供给继电器线圈,电流足够保持继电器吸合状态。继电器维持吸合状态需要的电流大大小于吸合瞬间需要的电流,大约只有吸合瞬间电流的一半,通过这种方式可以降低继电器正常工作时的电流消耗。对于我使用的继电器,正常吸合电流为90m A, 使用上述电路,吸合后工作电流只有40m A。虽然听起来不是很多,但在几个小时或几天的通联中能够为你省下若干瓦时的电量。

除此之外,电路中还包括一个指示灯DS1,指示电源控制器工作状态。有人会说,这个指示灯也会增加功耗,所以如果你想尽可能降低电源控制器自身功耗,也可以省掉指示灯。二极管D1用来吸收继电器断开瞬间的反向电动势。

为减小射频干扰和其它噪声,我在电路中增加了电容C2,C3和C4。出于安全考虑,我在电路中增加了20A ATC刀形保险丝。对于Triton IV电台,还需增加额外的磁断路器注2。

制作远程电源控制器

我使用双面印刷电路板制作的电源控制器。你也可以购买套件制作注3。套件安装很简单,除R1外,多数元件参数要求都不严格。你可以用你能找到的参数相近的元件代替。对于R1,如果阻值太大,继电器RY1不能保持吸合, 太小会增加控制器自身功耗。经过测试,对于我使用的继电器150Ω 电阻比较合适。你也可以使用Potter&Brumfield T90继电器,Mouser的元件编号是655-T90S1D12-12。 另外一种比较便宜的继电器的Mouser编号是655-T90N1D12-12。

控制继电器的功率MOSFET对静电敏感,所以在安装到电路板之前需要注意防止静电,特别是在家中铺有地毯的情况下。在安装之后就不用太担心静电问题了。

如果你对自己有信心,也可以采用洞洞板或搭棚方式制作,这都没问题。但对于初学者,在PCB上进行制作仍然是最简单的方式。实际上,我发现这个小装置很好用,到目前为止我已经制作了超过十个电源控制器。

功能测试

将PCB上的元件安装好之后,进行简单测试确保元件安装正确。你需要一台13V带限流的电源适配器。不要直接接上电池测试。如果元件有问题或连错线,电池提供的电流足以把PCB板铜箔烧断。

在连上电源后,电源控制器应该没有反应。短接PSW1和PSW2两端,你能听到继电器“咔嗒”一声,同时指示灯亮。用电压表测量“TO RADIO”点和地之间的的电压应为 +13V左右,断开PSW1和PSW2,继电器触点断开, LED指示灯熄灭。

为验证C1和R1构成的改进电路的效果,你可以先将R1断开,然后短接PSW1和PSW2,继电器会短暂吸合然后松开,这是由于C1在吸合瞬间呈短路状态,提供了继电器吸合需要的电流,但在吸合后不能保持电流流过。将R1接回电路中,这时继电器可通过R1得到维持吸合状态需要的电流。

元件焊好之后,我用从Radio Shack买到的塑料盒安装PCB,然后使用Anderson Powerpoles连接器连接到电池。 在电台一端使用相应的连接器连接到电台。较老型号的电台, 如Triton IV,使用的是Jones连接器,较新型号的电台使用的是4脚Molex连接器。

不仅仅为电台设计

这个控制器不仅可用于控制电台电源,在其他需要控制低压大电流的场合同样可以使用。现在我的温室通风风扇, 操作台照明灯已经改用电源控制器控制开关,并且我还计划使用电源控制器控制车载VHF功放电源。

一款控制模块备用电源的设计 篇3

关键词：备用电源 过欠压检测 Mulitisim

中图分类号：TL503.5 文献标识码：A 文章编号：1674-098X（2016）07（b）-0000-00

1.引言

为了防止控制模块的直流27V供电电源输出出现异常时，对控制模块造成的数据丢失、电子设备及后级负载的损害等问题，考虑一路备用电源是十分必要的[1]。本文中选用一款蓄电池作为备用电源，当供电电源输出出现中断或异常时，蓄电池仍可以持续一定时间给控制模块供电，既保证了控制模块的数据不会丢失，同时减少了对电子设备及后级负载的影响。此外，备用电源要具有对蓄电池的充电功能，还要实现27V电源与蓄电池的切换功能，以及对蓄电池充放电的过欠压检测和对供电电源的异常检测等保护功能。

2.工作原理

当27V直流电源正常时，直接给控制模块供电，同时给蓄电池组充电；当27V直流电源异常时，切换电路将电路切换到蓄电池组供电。当蓄电池组作为控制模块供电电源时，必须实时监测蓄电池组的放电电压，当电压降到设定阈值时切断电路，以免电池损坏。

在检测电路中，必须达到以下效果：27V直流电源给蓄电池组充电正常时，发光二极管D7灯亮，直至充满D7灯灭；27V直流电源异常时，电路切换到蓄电池供电，发光二极管D6开始闪亮，待蓄电池组放电至欠压D6灯灭，进行光报警，备用电路原理图如图1所示。

3.组成

本文设计中，备用电源主要由蓄电池组和监测控制电路模块两大部分组成。其中，蓄电池组主要由两个12V蓄电池串联而成，监测控制电路模块主要由充电电路、欠压检测电路、过压检测电路以及切换电路等组成。备用电源原理框图如图2。

3.1蓄电池组

铅酸蓄电池由于其制造成本低，容量大，价格低廉而得到广泛的应用[2]。但是，若使用不当，其寿命将大大缩短。因此为有效延长蓄电池的使用寿命，在本电路中主要设计了对电池充放电时过欠压的控制电路。

选取2块免维护铅酸蓄电池12V1.3AH/20HR串联使用。蓄电池组放电时间按式（1）计算[3]。

Q ……………………………… （1）

式中：

Q——蓄电池容量（Ah）（取值1.3Ah）

K——安全系数（取值1.25）

I——负载电流（A）（取值0.4A）

T——放电小时数（h）

t——蓄电池最低环境温度（℃）（取值15℃）

η——放电容量系数（取值0.76）

α——蓄电池放电温度系数（取值0.008）

由式 （1）可得电池放电时间约为2h，满足备用电源延时要求。

3.2监测控制电路模块

a）充电电路

备用电源电路原理图如图1所示， 27V直流电源由MOS管控制给蓄电池充电，在27V直流电源正常时，给控制模块供电，同时蓄电池处于充电状态，此时发光二极管D7灯亮，直至充满D7灯灭。

b）电池欠压监测电路

在蓄电池正常工作一段时间后电池电压下降，当下降到保护值（电压<20V）时，必须关闭电池供电电路，可能会影响电池寿命，甚至导致电池损坏。因此对电池电压进行监测并采取相应的保护措施是十分必要的。如图1所示，放电欠压终止由电压比较器U1B控制，电阻R7、R8串联采样充电电压接到比较器U1B的反相端，同向端接TL431提供2.5V的基准电压，当放电电压低于20V时，U1B输出高电平，Q1导通，继电器（常开）断开，蓄电池停止放电。

c）电池过压监测电路

充电过压监测是为了防止蓄电池过充，从而延长蓄电池寿命，同时也能防止过充造成不必要的危险。如图1所示，充电过压（电压﹥27.6V）终止由电压比较器U1A控制，电阻R1、R2串联采样充电电压接到比较器U1A的反相端，同向端由TL431提供2.5V的基准电压，当电池电压高于27.6V时，比较器U1A输出低电平，Q2截止，Q3导通，MOS管Q4关断，电池停止充电。

d）切换电路

当27V直流电源异常时，切换电路切换到蓄电池工作状态，实现不间断供电。由于需要通过功率器件——继电器来切换，而功率器件的切换是需要动作时间的，因此在本电路设计中，如图1所示，对控制模块电源输入端并联大电容来弥补切换中断时间时的电源供电，从而确保控制模块零中断工作。

4.结束语

通过对控制模块备用电源的合理设计，可完成备用蓄电池的充电、过欠压监测与光报警及其切换等功能，实现了对控制模块的不间断供电，提高了工作效率。

参考文献

[1] 殷小明.应急电源与备用电源的设计[J]，现代建筑电气，2012年04期

[2]吴浩亮，张明锋，陈波等.中国铅酸蓄电池行业现状与展望[J].工程建设与设计，2011年07期

电源控制器 篇4

仿真研究

学院：电光学院

专业：电气工程及其自动化

班级：

一 绪论

BUCK变换器又称降压变换器、串联开关开关 的供应商稳压电源电源 的供应商、三端开关型降压稳压器降压稳压器 的供应商。Buck变换器是一种结构比较简单，应用十分广泛的DC/DC降压变换器，也越来越多地应用在许多大功率电压变换场合。因此，对其可靠性和可维护性的要求也越来越高。

二 实验目的

(1)了解Buck变换器基本结构及工作原理；(2)掌握电路器件选择和参数的计算；

(3)学会使用Multisim仿真软件对所设计的开环降压电路进行仿真;(4)学会使用Multisim仿真软件对控制环节的仿真技术;(5)学会分析系统的静态稳压精度和动态响应速度.三 实验要求

输入直流电压(VIN)：10V； 输出电压(VO)：5V； 输出电流(IN)：5A； 输出电压纹波(Vrr)：50mV； 基准电压(Vref)：1.5V； 开关频率(fs)：100kHz。

四 主电路功率的设计

（1）buck 电路图

Buck主电路 滤波电容参数计算

输出纹波电压只与电容C的大小及RC有关:

RCVrrVrriL0.2IN

将Vrr50mv,IN5，代入得RC50m

C与Rc的乘积趋于常数，约为50~80*F。本例中取为75*F则：

C75*F1500F35010

滤波电感参数计算

由基尔霍夫电压方程，可知开关管S闭合与导通状态输入电压与输出电压满足以下关系：

iLVVVVLOLONINTONVVVLiLOLDTOFF

假设二极管的通态压降VD0.5V，电感L中的电阻压降VL0.1V，开关管S的导通压降VON0.5V。

11050.10.5LTON所以

50.10.5L1TOFFTOFFTON1110s3fs10010

经计算可得：L24.64H

实际取L25H

负载电阻RLVO/IN5/51

用Multisim软件参数扫描法验证：L25H

输出电压电流纹波

输出电流纹波

输出电压纹波

采用小信号模型分析: 经分析得Buck变换器原始回路增益函数GO(s)为：

GO(s)V1sCRC1H(s)IN

LVm1ss2LCR

假设PWM锯齿波幅值为Vm=1.5V，采样电阻R13,由此可得采样网络传递函数：HSRb/R1Rb0.3

1101S75106GOS0.31.51S24.64106/1S224.641061500106

21.5104S 58212.510S3.710S

用matlab画出GOS的伯德图： 程序： G0(S)num=[1.5*10^(-4)2];den=[3.7*10^(-8)2.5*10^(-5)1];H=tf(num,den);bode(H);[mag,phase,w]=bode(H);[gm,pm,wcg,wcp]=margin(mag,phase,w);margin(H);display(pm);display(gm);

五、补偿网络的设计：

设计步骤

步骤1 本设计采用的PD补偿网络进行设计，PD补偿网络的电路图如图所示

PD补偿网络其传递函数为：

GCSK1S/WZ(WZWCWP)

1S/WPGCOR1R211,WP,WZ R0R3C1(R1//R2R3)C1步骤2 确定补偿网络的参数。为了提高穿越频率，设加入补偿网络后开环传递函数的穿越频率fc是开关频率fs的五分之一,即: 1fcfs20 KHz 5设相位裕度m53 极点频率fp0110.83K Hz 2LC224.641061500106112.12K Hz 62RCC275101sinm1sin53206.6KHz 1sinm1sin531sinm1sin532060KHz

1sinm1sin53零点频率 fz0补偿网络要求频率：fzfc补偿网络极点频率：fpfcZ2fZ26.641.47Krad/S

P2fP260377Krad/s令S=0，GO02

GC0fc1fG0p0O2fz2010316.610395.7 3fp827.85260102S31S/WZ12.41105S41.4710 GCSGC095.795.76S1S/WP12.6510S1377103根据上面计算，可绘出PD补偿网络传递函数GC(s)的波特图如图6所示，1 Gc(s)num=[95.7*2.41*10^(-5)95.7];den=[2.65*10^(-6)1];H=tf(num,den);bode(H);[mag,phase,w]=bode(H);[gm,pm,wcg,wcp]=margin(mag,phase,w);margin(H);display(pm);display(gm);

整个系统的传递函数为：

sG95.712.41105S21.5104G0sGCs12.65106SS12.5105S3.7108S2

num=[2];den=[0.000000037 0.000025 1];g0=tf(num,den);bode(g0);margin(g0);hold on

num=[2.3e-3 95.7];den=[2.65e-6,1];g=tf(num,den);margin(g);hold on num=[2];den=[0.000000037 0.000025 1];f=tf(num,den);num=[2.3e-3 95.7];den=[2.65e-6,1];g=tf(num1,den1);num2=conv(num,num1);den2=conv(den,den1);margin(num2,den2)

步骤3 补偿网络电路中的参数计算

R1R295.7R01377KR3C1141.47KR1//R2R3C1设R1=R2=30K，由上式可得：

R0=0.63K，R3=1.85K，C1=1.43nF（注:在实际电路中，取：R0=0.7K，R3=2K，C1=1.5nF）由于，有20%~100%的负载扰动，20%IN1A5V51A5//RnR2.5 Rn5

六 总电路图的设计

6.1满载运行

（1）总电路图的设计图

（2）总电路的仿真图 9

（3）输出电压纹波

由图可见，加入补偿网络后，输出电压稳定在5V左右。

（4）输出电流纹波

6.2突加突卸80%负载

（1）总电路图的设计图

总电路图设计采用Multisim软件。

Multisim是Interactive Image Technologies(Electronics Workbench)公司推出的以Windows为基础的仿真工具，适用于板级的模拟/数字电路板的设计工作。它包含了电路原理图的图形输入、电路硬件描述语言输入方式，具有丰富的仿真分析能力。

七 心得体会

课程结束是以大报告的形式作为结束的。通过自己学习软件的使用，和主电路参数的计算，使用软件仿真等一步一步把报告做出来。这其中遇到了很多的问题，越烦越没有头绪，只能静下心来请教别人和大家一起摸索。在这过程中，先要学习PD补偿网络，通过计算设计了PD控制小信号模型和传递函数，把具体的电路设计了出来。在整个做报告的过程中，掌握了一定的电力电子建模知识、开关变换器的建模知识；在PD控制方式下开关电源的设计；认识了解并会熟练运用Multisim，Matlab等仿真软件；对开关电源的用途、现状与发展都有了更加深刻的了解。最深刻的体会便是，从一开始看上去很难完成的任务，在你愿意跨出第一步，一部分一部分去完成它的时候，你就会发现事情并不想你想象的那么困难。八、参考文献

电源控制器 篇5

电力电子技术的发展带动了电源技术的发展，而电源技术的发展有效地促进了电源产业的发展。迄今为止电源制造业已成为非常重要的基础产业，并广泛应用于各个部门，其发展趋势为：继续朝高频、高效、高密度化、低压、大电流化和多元化发展。而封装结构、外形尺寸日趋国际标准化，以适应全球一体化市场的要求，进而使电源产业进入国际市场。电力电子技术已发展成为一门完整的、自成体系的高科技科学，而电源技术又属于电力电子技术的范畴。电源技术的主要用途之一是为信息产业服务。信息技术（IT）的发展对电源技术又提出了更高的要求，从而促进了电源技术的发展，两者相辅相成才有了现今蓬勃发展的信息产业和电源产业。从日常生活到最尖端的科学都离不开电源技术的参与和支持，而电源技术和产业对提高一个国家劳动生产率的水平，即提高一个国家单位能耗的产出水平，具有举足轻重的作用。而在这个方面我国与世界先进国家的差距很大，作为一个电源工作者，应该不仅只局限于完成当前的本职工作，还必须通过各种信息渠道及时搜索和掌握电源技术最新发展方向与电源相关的元器件、原材料的最新发展动态，及时吸取国内外先进的薄膜工艺、厚膜工艺、集成化工艺等等，只有这样才能设计出世界上一流的电源产品。

一、急速向多元化技术发展

电源是实现电能变换和功率传递的主要设备，是一种技术含量高、知识面宽，更新换代快的产品。此产品现今已广泛应用到农业、能源、交通、运输、信息、航空、航天、航运、国防、教育、文化等领域。在当前信息时代，上述各行各业都在迅猛异常地发展，发展的同时又对电源产业提出了更多更高的要求。如节能、节电、节材、缩体、减重、防止污染、改善环境、可靠、安全等。这就迫使电源工作者在电源研发过程中不断探索，寻求各种相关技术，做出合格电源产品，以满足各行各业的要求，从而又无形地带动了相关技术的高速发展。而正由于这些技术的高速发展又推动了电源产业的发展。当前电源产业占主导地位的产品门类有：各种线性类稳压电源；通信用AC－DC开关电源；DC－DC开关电源；交流变频调速电源；电解电镀电源；高频逆变式整流焊接电源；中频感应加热电源；电力操作电源；正弦波逆变电源；大功率高频高压直流稳压电源；绿色照明电源；化学电源；UPS电源；可靠高效低污染的光伏逆变电源；风光互补型电源等。而与电源相关的技术有：高频变换技术；功率转换技术；数字化控制技术；全谐振高频软开关变换技术；同步整流技术；高度智能化技术；诸多的电磁兼容相关技术；各种形式的功率因数校正技术；各种保护技术；并联均流控制技术；脉宽调制技术；各种变频调速技术；各种智能监测技术；各种智能化充电技术；微机控制技术；各种集成化技术；网络技术；各种形式的驱动技术和先进的工艺技术。

二、性能价格比是赢得市场占有率的永恒主题

产品价格、各种性能指标、品牌效应及使用寿命一直是广大用户最关心的问题。纵观国内外几家知名电源厂商及世界顶级电源供应商都面对同样的压力，价格之争、性能比拼、产品的精益求精以至艺术化、人性化都在时时地竞争着，特别是在当前信息时代，由于信息网络给客户带来网上定货采购的可能，使产品价格变得日趋公开，迫使每个电源供应商都在力求降低成本的一系列措施，尽量提高性价比，尽最大努力赢得市场占有率。

（一）用户最关注的性能指标

1．电气性能指标

除特种电源外，一般线性类和开关类电源均有数十项指标，但常提及的指标有：输出电压精度、电网调整率、负载调整率、温度系数、输出纹波及噪声、输入反射纹波电流、输入

共模噪声电流、保护性能及效率等。上述指标必须用合格的测试设备标准的测试方法。

2．可靠性、安全性与质量

质量是企业的生命线，纵观改革开放以来，我国企业的发展史，无不说明质量在企业的兴衰中起着举足轻重的作用，尤其在我国进入WTO后，电源设备必将进入国际市场，而这个市场已经是超越区域融贯全球的一体化市场，大家必须遵从国际贸易协定的共同准则，必须加快融入全球一体化的步伐。企业必须接受安全、质量体系等种种标准化规范的论证。当今的电源企业决不能把质量狭义地理解为企业的产品质量，而应广义地理解为企业的全面质量。因此企业应做到按照ISO9000标准进行质量认证，明确自己企业的质量目标和质量方针，对全员进行质量教育，把产品质量贯穿于设计和生产的全过程。生产出技术先进、质量保证的优质产品，供应国内外市场。切记，一定要做好产品的售后服务。另外一定要明确，产品的安全标志是中国生产商进入国际市场的重要通行证之一，所以加入WTO后，我国的电源生产商必须增加对国际UL认证的了解和认识，必须按照程序，按照标准，踏踏实实地做好这些工作，使自己的产品取得UL认证，融入国际市场，目前UL是全球最大的安全认定机构，按双方协议委托中国北京、上海、广州几家研究所和实验室进行此项工作。

3．关注EMC设计水平

电源设计人员应知道，电磁兼容是专门研究在有限空间、时间以及频谱资源条件下，各种电气、电子设备可以共存而不引起性能降低的专门学科。这门科学是伴随着无线电电子学中高频、特高频的应用的发展而发展起来的。电磁兼容其实质含义有：一方面是设备或系统产生的电磁骚扰，不应对周围设备造成不能承受的干扰，也不应对周围环境造成不能承受的“污染”；另一方面是设备或系统对来自周围环境中的电磁干扰应具有足够的抗御能力。要做到这些，相当困难，设计者必须通过学习和大量的实践，深刻认识电磁兼容的标准和产生干扰的途径等，采取有效措施，加大EMC设计。如：加电网滤波器，采取无源补偿新方案，有效地抑制传导干扰；加各种屏蔽措施，抑制辐射干扰；加RC吸收网络在电路的适当部位吸收开关尖峰，利用各种软开关技术，切实保证电源开关器件零电压下导通，零电流下关断，以减小过高的电流、电压梯度所带来的严重电磁干扰。合理设计印制板，合理的地线布局等都会减小电磁干扰，总之，当前电磁兼容技术发展很快，用户对电磁兼容的要求也会愈来愈高，值得电源供应商加倍注意。

4．齐全的保护功能

目前，电源中所使用的功率器件价格较贵，其控制电路也比较复杂，另外电源负载一般都是大量的集成化程度很高的器件，而这些器件一般耐受电、热、冲击能力较差。电源的保护应兼顾本身和负载的安全。目前保护的种类很多，如：极性保护、程序保护、过流保护、过压保护、欠压保护、过热保护，这些保护为一般常用的几种。由于当前电源的种类很多，用途也极为广泛，所以对保护的要求各有侧重，按要求而定。因为电源中加了保护电路后，势必增加器件，反过来又会影响系统的可靠性，为此要求保护电路本身的可靠性一定要高，以提高整个系统的可靠性，进而提高电源本身的MTBF，这就要求保护的逻辑严密，电路简单，元件最少，除此而外还要考虑所保护的电路本身出现故障的维修度，确保电源的正常工作和高可靠性。

（二）降低成本的主要途径

1．采用先进的产品设计管理模式，尽力缩短产品研发周期。

2．加强全员质量意识，把产品质量贯穿于设计和生产的全过程，力争产品一次合格率100%，确保合同履行率100%与顾客满意度100%。

3．电源产品的性能以满足用户工作要求为宜，不必过分地追求高指标并合理地选择元器件、原材料，尽可能地降低成本。

4．重视人才资源管理，走以人为本之路。不但要培养、尊重和爱护人才，还要合理的安排

和使用，有效地发挥其作用，绝不浪费人才资源。

5．以最大的信息量和信誉度加大市场占有率和资金回收率。

三、高频、高效、低压化、标准化是开关电源主要发展趋势

（一）在封装结构上正朝着薄型，甚至超薄型方向发展

以前标准模块的高度是0.5英寸，最近这个高度已下降到0.375英寸，一般客户要求薄型封装尺寸为7.5mm（0.295英寸）、8.5mm（0.335英寸）和10mm（0.394英寸）。外形尺寸趋于国际标准化尺寸，多为1/

8、1/

4、1/

2、3/4和全砖式结构，输出端子相互兼容的设计日趋明显。模块内部控制电路倾向于采用数字控制方式，非隔离式DC－DC变换器比隔离式增长速度快，分布式电源比集中式电源发展快。

（二）低电压化

半导体工艺等级在未来十年将从0.18微米向50纳米工艺迈进，芯片所需最低电压最终将变为0.6V，但输出电流将朝着大电流方向发展。据市场调查得知，随着半导体工艺的发展，未来用户所需电源电压有下降的趋势，估计不久将来1V及1V以下的电源需求量将有明显增加，市场占有率会占一定比率。

（三）高效化

应用各种软开关技术，包括无源无损软开关技术、有源软开关技术，如ZVS/ZCS谐振、准谐振；恒频零开关技术；零电压、零电流转换技术及目前同步整流用MOSFET代替整流二极管都能大大地提高模块在低输出电压时的效率，而效率的提高使得敞开式无散热器的电源模块有了实现的可能。这类模块是当今世界模块潮流，必将得到广泛应用。随着器件性能的改变，电源效率即将达到92%（5V）、90%（3.3V）、87.5%（2V）。

（四）大电流、高密度化

1991年高功率密度定义为每立方英寸输出功率为25W，以后逐年增加，1994年为每立方英寸36W、1999年为每立方英寸52W、2001年每立方英寸为96W。现在每立方英寸达数百瓦的程度。在全球范围内，高功率密度直流转换模块市场以每年16.8%的增长速度向前发展。输出电流将增长到半砖80A、1/4砖50A，目前日本TDK公司推出新一代分布式隔离型DC－DC转换器，其参数为1/4砖：输入电压42～58V、输出电压12V、输出电流27A、效率为95%，功率密度已达每立方英寸236W；1/8砖：输入电压42～58V、输出电压12V、输出电流13．5A、效率为95%，功率密度已达每立方英寸214W。

（五）高频化

为了缩小开关电源的体积，提高电源的功率密度并改善其动态响应，小功率DC－DC变换器的开关频率已将现在的200～500kHz提高到1MHz以上，但高频化又会产生新的问题，如开关损耗以及无源元件的损耗增大，高频寄生参数以及高频电磁干扰增大等。

四、一流电源产品离不开先进的元器件及先进的工艺

（一）功率器件的发展是电源技术发展的基础

功率MOSFET是目前最快速度的功率器件。目前较先进的水平为：电压可达1200V，电流可达60A，频率可达2M Hz，导通电阻可达约0.1Ω。提高器件耐压，同时减小其导通电阻仍是今后MOSFET的主要研究方向。

绝缘栅双极型晶体管IGBT是由MOSFET和双极型晶体管复合而成的电力电子器件，它的控制极为绝缘栅控场效应晶体管，输出极为PNP双极功率晶体管，因而具有两者的优点，克服了两者的缺点。目前耐压可达6.5kV，电流可达1.2kA，今后的主攻方向仍是扩大

容量，减小内阻，以减小导通损耗。这里提及的是，由于IGBT经常工作在高频、高压、大电流状态下，又由于电源作为系统的前级，易受电网波动、雷击影响，容易损坏；，故IGBT的可靠性直接影响电源的可靠性，所以在选择IGBT时，除作降额考虑外，对IGBT的保护设计也极为重要。

IGCT是GTO的更新换代产品，它主要是通过分布集成门极驱动，浅层发射极等技术。器件的开关速度有一定提高，同时减少了门极驱动的功率，方便了应用，而IGCT的发展趋势仍然是高电压、大容量。

（二）变压器与磁性元件

随着电力电子技术的发展和成熟，人们逐渐认识到磁性元件不仅是电源中的功能元件，同时其体积、重量、损耗在整机中也占相当比例。据统计，磁件的重量一般是变换器总重量的30%～40%，体积占总体积的20%～30%，对于高频工作，模块化设计的电源，磁件体积、重量所占的比例还会更高。另外，磁件还是影响电源输出动态性能和输出纹波的一个重要因素。因此，要提高电源的功率密度、效率和输出品质，就应对减小磁件体积、重量及损耗的相关技术进行深入研究，并立足于应用，以满足电源发展的需要。

对于低、中频电源，建议采用R型变压器，其特点是：损耗低、体积小、无噪声、抗干扰能力强。目前发展状况是单相功率范围已扩展到1VA～100kVA，三相功率范围已扩展到315kVA。未来主攻的方向是设法克服应用中冲击电流比较大的缺点（即变压器次级开路，初级加额定电压时的瞬间，初级所形成的冲击电流）。

对于高频变压器，主要用于各种形式的开关电源，频率为20～500kHz，功率可做到数十千瓦。所用材料主要是非晶、微晶、超微晶、软磁铁氧体材料，当变压器工作频率大于700kHz时，变压器中的涡流损耗急剧增加，约占总损耗的80%，为减小其损耗，必须在功率铁氧体材料中加纳米添加剂，从而出现了用纳米晶软磁合金和纳米晶磁材制成的各种变压器。当前比较好的有日本TDK公司、FDK公司所提供的高频磁芯和德国VAC公司所推出的超微晶磁材，这种磁材具有非常高的初始导磁率，一般高达几万，而材料所使用的频率均为300kHz～1MHz，中心频率为500kHz。目前磁性材料最高工作频率可达1.5MHz，这就是我国研制的MnZn铁氧体TP5A材料。以上这些材料所制成的变压器有贴片变压器、印制焊接式变压器、变压器模块、各种形式的分体式变压器、插入式变压器，PCB平面变压器及多层线路板平面变压器。而平面多层变压器，目前已能提供功率从5W～25kW，频率为50kHz到2MHz的一系列PM产品，预计最近几年来电源变压器需求旺盛，已成为发展迅速的热门产品，而电子变压器未来发展的目标是轻量、高效、高密度化，电源变压器发展的目标是表面安装、高功率和高压化。

（三）磁集成技术的发展和应用

电源设计总结 篇6

比如新设一套2000A开关电源系统，测算低配出线柜开关的大小，计算方法如下：

2000A*48V/0.9(功率因子)/380V/1.732=162A。

2、在新建的2000A直流系统中，交流配电屏到保护地排需要做一条95mm^2的保护地线；直流配电屏到工作地排需要做一条240mm^2的工作地线。

3、UPS计算

300K UPS需要多大的低配开关？

300K*0.8=240KW，240KW/380/1.732=365A，根据UPS的启动电流，每台UPS主机需要630A开关； 200K UPS需要的开关

200K*0.8=160KW，160KW/660=242.4A，根据UPS的启动电流，每台UPS主机需要400A开关；

UPS设计总结

1、UPS主机与蓄电池之间的电源线，查询UPS表格，电源线线径与电池AH大小无关，与UPS主机容量有关；

2、UPS电池只数，是根据电压计算，比如，2V，或者12V，总电压除以2V或者12V，但总电压不一定就是380V，这个取决于UPS主机，每个系列对应电压不同，有480V的，有384V的等。200AH更换可以成300AH，原有电源线可以利旧。

4、交流电源线，根据开关大小查电流核载表，配置电源线，比如200A开关，配置时，如果是四芯线，直接选用大于200A 的四芯电源线；如果是单芯线，也是选用大于200A的单芯电源线。

5部分厂家如中达，高频UPS，从蓄电池（1组240只，从120只到121只，需要加一根中线，为了平衡电压），因此每组电池到UPS主机之间要用3根对应线径的电缆。

电源控制器 篇7

真空断路器永磁机构因成本低、寿命长、免维护等优点而广泛应用［１］。中国稀土资源丰富,研发和生产永磁机构的厂家众多,目前绝大部分在生产的矿用高压开关均采用真空断路器永磁机构。实际应用证明,现有矿用高压开关永磁机构普遍存在质量问题,如因电磁干扰严重导致可靠性差;因充电不足导致拒动、动作时间超长,最终导致矿井越级跳闸,引起大面积停电事故;因自身对电压互感器输出产生强烈干扰,导致矿用综合保护装置无法可靠工作,严重影响矿井电网的安全性与可靠性。通过反复测试得知,造成上述问题的关键在于永磁控制器核心组件———电源的技术指标差,分析得出主要原因:1 大多数矿用高压开关生产厂家采用通用永磁控制器,未形成最佳匹配;2 永磁控制器生产厂家的技术大多源于地面中低压开关永磁控制器,地面永磁控制器采用专用操作电源,而矿用高压开关永磁控制器的电源从电压互感器上取电,至少在输入电源上存在较大差别;3 矿用高压开关生产厂家为追求低成本,无法保证产品质量。有必要对矿用高压开关永磁控制器电源进行深入分析与研究,以提高矿用高压开关永磁控制器的质量。

1 矿用高压开关永磁控制器电源现状分析

矿用与地面永磁控制器电源的重要区别:地面永磁控制器的输入电源采用独立、稳定的AC220V,且与继电保护单元不共用电源,不从电压互感器上取电;矿用永磁控制器的输入电源来自电压互感器二次侧输出的AC100V,且与矿用综合保护装置共用同一电源。因此,二者在设计上应有所不同。然而大多数矿用永磁控制器沿用了地面永磁控制器的设计方法,采用带标准输入范围(AC85~265V)的反激式AC/DC开关电源,会引发以下问题:

(1)通常户内永磁机构的电容充电电压为DC100V,而反激式AC/DC属于降压型开关电源,在矿井电网过压时电源能够正常工作,但在欠压状态下无法保证稳定输出DC100V。有的厂家为保证输出电压稳定,甚至将充电电压降低至DC80V,导致永磁机构有时不能可靠动作。

(2)地面永磁控制器选用的电容电压等级多为250V,而矿用永磁控制器普遍选用的电容电压等级为100V。另外由于开关电源的纹波与噪声均较大,为保护电容安全,电容一直处于未充满状态,因此在分合闸时,电容提供的脉冲电流产生的加速度远不如地面永磁控制器。地面永磁机构短路分闸时间规范要求为10~20 ms,而矿用永磁机构的动作时间没有规范要求,通常测得空载分闸时间为30~40ms,短路分闸时间则更长。实际上矿用永磁机构的总体动作时间比弹簧机构长20ms左右。矿用永磁机构不如地面永磁机构动作快,这是造成越级跳闸故障的根本原因之一。经过一轮分合闸放电后,电容电压下降幅度很大,导致再充电时间长,且电容储能裕量普遍不足,经过长期高温状态运行后,储能电容的电解液有损失,导致容量下降,从而产生拒动现象。

(3)由理论计算可知,当电容充电至63%以上时,充电时间约为T=RC(C为充电电容容量,R为电容充电限流电阻);当电容充电至99%以上时,充电时间约为T=5RC。以最大充电电流为3 A计算,则R=33Ω,假设C=22 000μF=0.22F,机构动作后电压下降至70%,则充电时间可估算为T=29s。但是反激式开关电源的输出电流并不连续,只能在开关管关断期间为负载提供能量,则充电时间会比估算时间(29s)更长,无法满足实际充电时间要求(不应超过10s)。

(4)绝大部分小功率(200 W以下)AC/DC开关电源的输入电路均为桥式整流+电容滤波方式。为了在系统断电后能够顺利完成分闸操作,滤波电容远大于普通AC/DC开关电源的输出滤波电容容量［５］,实测电路功率因数只有0.5~0.7,且只有在交流侧电压高于滤波电容电压的极短时间内才会有强脉冲电流流过整流二极管,电流波形是不连续的脉冲波,因此会在电压互感器二次侧产生大量电流谐波,引起电压波形畸变。当电压互感器输出容量远远超过AC/DC的输入功率或有无功补偿时,这种影响可以忽略。但矿用高压开关的电压互感器输入容量通常只有600VA左右,而反激式AC/DC开关电源的电流峰值系数(最大值/真有效值)一般为2.5~3.0,电压互感器输出容量根本不能满足要求,因此在电容充电期间,电压互感器的输出波形会产生严重畸变,导致保护测量不准确,保护器出现动作异常、误动、拒动等现象。

(5)反激式AC/DC开关电源属于电压控制型电源,电压脉动系数为2,电流脉动系数为4,缺点是效率低,瞬态响应差,对线路干扰大。这对永磁控制器本身的电路设计,以及与之共用电源的矿用综合保护单元的电路设计提出了更高要求,权衡利弊后认为对永磁控制器的电源进行改进更方便。

2 有源功率因数校正技术原理

有源功率因数校正(Active Power FactorCorrection,APFC)是指通过有源电路提高功率因数,控制开关器件使输入电流波形跟随电压波形,使电路呈阻性。APFC电路按电流控制模式可分为连续电流控制模式与非连续电流控制模式［４］。APFC可显著降低输入电流峰值,降低输入电网的容量要求,使输入电流连续,大幅降低谐波含量,有效减少对输入电源的“污染”,减小输入滤波电路的体积与容量,有效防止电网电压波形畸变、过压［２］。该技术已非常成熟,应用十分广泛。本文以应用较多的连续电流控制模式的升压电路为例,简要说明APFC电路的工作过程。

图1 为升压型APFC主电路。其实际为一个升压AC/DC开关电源主电路,其中PWMCONTROL模块为APFC控制电路,D１—D４为整流二极管,R２,R３为电压反馈取样电阻,D５为续流二极管,Cｔ为输出滤波电容。当开关管Q１导通时,整流电流流过电感Lｐ。在电感未饱和时,电流线性增加,电能以磁能的形式存储在Lｐ中,此时电容Cｔ放电,为Vｔ输出端负载供电。当Q１截止时,Lｐ两端产生自感电动势,以保持续流状态继续为输出端负载供电。输出电压反馈量Vｔ１经APFC控制电路内部的误差放大器放大后,与整流输出电压Vｉｎ共同作为APFC控制电路内部乘法器的输入信号,内部乘法器的输出作为电流反馈基准与电流反馈信号Vｉ(电流取样电阻R１两端的电压)进行比较、经APFC控制电路内部误差放大后控制Q１的栅极电压,使输入电流波形跟随电压波形,实现功率因数校正。该电路无整流滤波电容,输入电流完全连续,且在整个电压波形周期内均可调制,因此可获得很高(接近1)的功率因数。

3 矿用高压开关永磁控制器电源设计

目前具备APFC功能的集成芯片包括UC3854,L6562A,MC33262,ICE2PCS01,ML4824等。本文以ML4824为核心控制器,设计了一种矿用高压开关永磁控制器电源电路,如图2所示。

ML4824是一个APFC/PWM复合芯片,既能实现APFC,又能实现PWM控制,还具备软启动、过压保护、峰值电流限制、欠压锁定、占空比限制等功能,能有效简化设计过程。交流电源经D２１—D２４整流获得频率为100 Hz的单边交流电压波形,经R３１—R３３,R４,C１,C２二阶滤波后作为输入电压前馈信号送至ML4824的4管脚,同时整流后的波形经R６,R７降压后作为输入电压采样信号。APFC控制电路的输出电压经R１４,R１５,R２２,C１６分压滤波后送至ML4824内部的误差放大器,与内部基准比较后作为电压误差信号从16管脚输出。ML4824的4,2,16管脚构成内部APFC乘法器的3 个输入端。C３为软启动电容,取为1μF;R５为电流采样电阻,采样电流信号进入ML4824的3管脚;R９,C９,C１０构成电流误差放大电路;R２３,C１７,C１８构成电流误差补偿网络。C５,R１０控制内部振荡信号的频率,振荡频率与C５,R１０关系为R１０=1/(0.51C５fｓｗ)。取R１０=43kΩ,C５=470pF,fｓｗ=100kHz,设计最低输入电压为AC75 V,输出电压为DC300 V,输出功率为150 W,转换效率为0.9,则电感L１为

式中:VＴ为APFC部分的输出电压(电容C７的端电压);f为变换器工作频率;IＨＦＩ为电感纹波电流;PＯＵＴＰＦＣ为输出功率;η为转换效率。

将设计值代入式(1)、式(2)可得IHFI=0.78A,L1=0.96mH。

L１的峰值电流为

式中:VＩＮＭＩＮ为最小输入直流电压,VＩＮＭＩＮ=97.5V;DＭＡＸ为最大占空比,DＭＡＸ=0.65。

则IＬＰＥＡＫ=4.76A。由此可进一步确定电感L１的其他参数。

开关管Q１可选用SPB07N60S5,其最小击穿电压为600V,最大导通电阻为0.6Ω,最大导通电流为7.3A,满足设计要求。APFC控制电路的输出电容C７为220μF/450V。PWM级电路为正激式开关电源电路,其设计过程不再赘述。需要注意的是,ML4824有2种规格,区别是后级PWM的振荡频率为前级APFC的倍数(1倍或2倍)。本文选用2倍规格的ML4824。开关管Q２,Q３选用耐压值较高的MOS管,电压调整器TL431 控制反馈量,L２为输出滤波电感,调整R２７,R２８可在一定范围调整输出电压Vｔ。经测试,该电路各项性能指标均非常好,输入电压范围为AC75V~150V,输出电压为DC80V~120V可调,实测电路功率因数为0.98,输出纹波电压为2.4V,对交流侧的谐波干扰几乎可忽略,满足矿用高压开关永磁控制器要求,解决了干扰以及充电电压不稳定问题。

4 结语

电源控制器 篇8

摘要:文章首先分析了电力机车对DC110V电源的性能要求和技术指标,采用零电压开关(ZVS)PWM全桥变换电路作为主拓扑电路设计了一种新型的机车控制电源。其次对所设计的软开关电源的主电路进行了参数计算及关键元器件的选型。最后对所设计的电路建立了PSPICE环境下的仿真模型,仿真结果表明该设计是正确和有效的。

关键字:移项控制变换器;零电压开关;PWM

中图分类号:TM91文献标识码:A文章编号:1006-8937(2009)10-0028-02

1引言

在铁路牵引动力中,电力机车具有其他机车无可比拟的优势。电力机车的控制电源为直流110V,供机车低压控制电路使用,另外再给机车蓄电池充电 ,并经逆变,整流,滤波,产生+15V、24V、48V、电压,分别供给司机台信号显示屏、仪表照明及三项设备之用。

国内现在广泛采用的电力机车和电动车组用DC110V控制电源是相控式晶闸管直流稳压电源,它与机车蓄电池并联充电,为机车控制电路提供DC110V的稳定电压。该DC110V电源装置的工频整流变压器原边从主变压器辅助绕组的副边输入396V单相交流电源,次边输出为220V,经晶闸管半控桥整流器整流,并通过由平波电抗器滤波电容器和蓄电池组并联组成的LC滤波电路滤波后,输出110V±5%直流电压,电压脉动有效值≤5V。其工频整流变压器及直流滤波电抗器非常笨重,使得整个电源柜的体积和质量都大(为400kg以上),这对减小电力机车的质量和缩小有限的设备安装空间都是不利的。

随着电力电子技术的进步,传统的直线线性稳压电源发展到现在的高频直流开关稳压电源,数字高频开关电源在体积、重量、效率等指标上,都远远优于相控电源,因此用大功率高频开关电源来替代传统的相控电源已成为一种发展趋势,相控整流电源必将被开关电源所取代。

2机车DC110V电源系统的性能指标

设计标准采用国家和铁道部相关标准。 既要为电力机车提供控制电源,又能为机车蓄电池充电。其中还应包括了过压、欠压、过流、短路、过热等保护功能。机车用DC110V电源的技术指标如下:

①电源额定输入电压。

输入电压:AC396V,输入电压变化范围:277.2V～495V。

②控制电源输入电压。

控制电源电:DC110V,电源变化范围:DC77V～DC137.5V。

③输出电压。

标称输出电压范围:直流110V;输出电压变化范围:108.9V～111.1V。

④输出纹波电压有效值。

输出纹波电压有效值≤2V。

⑤标称输出电流。

标称输出电流:75A。

⑥输出电流限制值。

输出电流限制值≤82.5A。

⑦转换效率。

额定工况下,转换效率≥90%。

⑧主要功率散热器温升。

主要功率散热器温升≤40K。

⑨电源工作频率。

电源工作频率f≥20KHz。

⑩开关电源柜输入电压和欠压的保护功能:当输入交流电压小于277V时或大于496V时,开关电源柜停止输出。

3机车开关电源的结构方案

开关电源结构图如图1所示。

其电路的工作过程为:机车变压器输出的396V交流电经整流滤波变成高压直流电送入功率变换电路(DC/DC),功率变换电路在控制电路的检测控制下通过脉冲宽度调制控制原理(PWM)输出稳定的直流电压。控制电路自动对电源输出电压和电流进行数据采样,并与用户给定数据进行比较,然后根据设置的调整算法控制开关调整电路,使电源输出电压符合给定值。控制电路在调整电源输出电压的同时还要检测电路的输出电流,当输出电流超过给定值时,就启动保护电路,实现保护功能。

4机车控制电源变换器主电路拓扑及工作原理

图2为ZVS-PWM变换器的主电路。

全桥电路的控制方式一般分为四种:双极性控制方式;有限双极性控制方式;不对称控制方式;移项控制方式。从实现大功率变换器的小型化和轻量化的角度来看,移项控制方式具有更多的优越性。移项控制方式的拓扑结构简洁,与普通全桥电路相比仅增加了一个谐振电感,成本和电路的复杂程度基本没有增加。移项控制方式简单,开关频率恒定,利于电源滤波器的优化设计,而且实现了开关管的零电压开关,减小了开关损耗,从而可以提高开关频率,其元器件的电压和电流应力小,电压应力为电源电压Vin,电流应力与传统的全桥电路一样,等于折算到原边的负载电流。

4.1超前桥臂软开关的实现

在t0时刻前,Q1和Q4同时导通,VAB=Vin,原边电流流过Q1和Q4。在t0时刻先关断Q1,原边电流从Q1中转移到C1和C3支路中,给C1充电,同时C3被放电。由于有C3和C1,Q1是零电压关断。在这个时段里,陋感LIK和滤波电感Lf是串联的,而且Lf很大,因此可以认为原边电流ip近似不变,类似一个恒流源。这样C1的电压线性上升,同时C3的电压线性下降。在t1时刻,C3的电压下降到零,Q3的反并二极管D3自然导通,此时开通Q3,Q3就是零电压开通。同样当Q3关断时,其工作原理完全类似。

4.2滞后桥臂的软开关实现

当Q4关断时,原边电流从Q4中转移到C2和C4支路中,给C4充电,同时C2被放电。由于有C2和C4,Q4是零电压关断。当C2的电压下降到零,Q2的反并二极管D2自然导通,此时开通Q2,Q2就是零电压开通。同样当Q2关断时,其工作原理完全类似。在此开关过程中C4电压增加,VAB为负电压,使DR2也导通,将变压器副边短接,变压器原边电压为零,VAB电压全部加在漏感上,使原边电流减少,如果漏感能量太小,Q2就难以实现零电压开通。

5基于单片机控制方案的设计

本电源利用零电压零电流PWM软开关理论,以高性能微控制器为控制核心,组成数据处理电路。DSP类单片机速度够高,但目前价格也很高,从成本考虑,占电源成本的比例太大,不宜采用。单片机中AVR系列最快,具有PWM输出,因此控制电路采用ATmega128单片机,利用芯片自带的ADC及硬件PWM模块,完成外部数据的采集、移相脉冲的形成。控制系统通过I/O输出端口OCO,OC2,OC1A,OC3A分别输出4路有相位差的PWM信号控制功率转换开关IGBT的导通与关断时间,通过设置寄存器ICR1A和ICR3A来改变占空比,完成对输出电压的稳定,通过单片机内部的10位A/D转换模块完成对开关电源输出电压和电流的采样,通过系统软件实现了过压、过流保护及限流功能。采用闭环控制系统,开关电源工作时,采用电压反馈由PWM控制实现对输出电压的稳压功能,控制闭环为电压环。单片机把给定值与传感器采集的信号进行比较,产生误差信号。根据PID控制算法设置ATmega128产生不同移项角的PWM波信号,经过IGBT的专用驱动模块,控制开关调整电路电压输出。

DC110V电源软件主要完成软启动、对外部数据的采集、闭环系统调节器的PID参数计算、移相脉冲的形成、过压过流保护以及等工作,系统软件主要包括故障判别子程序、中断检测子程序、计算子程序等。

在初始化过程中,先是将ATMEGA128各个输入端口复位,初始化完成后,开中断程序。若有中断请求则响应,否则进行数据采样并读取给定值,然后进行数据处理,计算PWM的占空比,输出相应控制;若有欠压、过压、短路或过流情况发生,则进行故障处理(如图3)。

6电源电路的仿真分析

针对以上设计的电路,采用了PSPICE软件对电路做了仿真分析,在所设计的ZVS PWM DC/DC全桥变换器主电路中加入了4个激励源,这4个激励源按4节计算出来控制时间参数设置,分别驱动4个IGBT,图4为PSPICE软件模拟控制该电源变换器的仿真电路。

该电源电路的PSPICE仿真实现了IGBT的零电压开关,验证了文章电源设计的正确性。

参考文献:

[1] 林荫宇,侯振程,肖学礼.移相FB-ZVS PWM变换器的分析与设计[A].第十三届全国电源技术年会文章集[C],1999:112-113.