天线与电波传播论文（通用5篇）
关于微带天线
姓 名：何探
学 号：3090731126 班 级：通信09-1班
指导教师：刘月红 2
随着全球通信业务的迅速发展，作为未来个人通信主要手段的无线移动通信技术己引起了人们的极大关注，在整个无线通讯系统中，天线是将射频信号转化为无线信号的关键器件，其性能的优良对无线通信工程的成败起到重要作用。快速发展的移动通信系统需要的是小型化、宽频带、多功能(多频段、多极化)、高性能的天线。微带天线作为天线家祖的重要一员，经过近几十年的发展，已经取得了可喜的进步，在移动终端中采用内置微带天线，不但可以减小天线对于人体的辐射，还可使手机的外形设计多样化，因此内置微带天线将是未来手机天线技术的发展方向之一，但其固有的窄带特性(常规微带天线约为2%左右)在很多情况下成了制约其应用的一个瓶颈，因此设计出具有宽频带小型化的微带天线不但具有一定的理论价值而且具有重要的应用价值，这也成为当前国际天线界研究的热点之一。本论文的主要工作是概述微带天线。
一 微带天线的发展历程
早在1953年箔尚(G．A．DcDhamps)教授就提出利用微带线的辐射来制成微带微波天线的概念。但是，在接下来的近20年里，对此只有一些零星的研究。直到1972年，由于微波集成技术的发展和空间技术对低剖面天线的迫切需求，芒森(R．E．Munson)和豪威尔(J．Q．Howell)等研究者制成了第一批实用的微带天线。随之，国际上展开了对微带天线的广泛研究和应用。1979年在美国新墨西哥州大学举行了微带天线的专题目际会议，1981年IEEE天线与传播会刊在1月号上刊载了微带天线专辑。至此，微带天线已形成为天线领域中的一个专门分支，两本微带天线专辑也相继问世，至今已有近十本书。可见，70年代是微3
带天线取得突破性进展的时期；在80年代中，微带天线无论在理论与应用的深度上和广度上都获得了进一步的发展；今天，这一新型天线已趋于成熟，其应用正在与日俱增。
二 微带天线的结构与种类
微带天线是在带有导体接地板的介质基片上贴导体薄片而形成的天线。它一般利用微带线或同轴线等馈线馈电，在导体贴片与接地板之间激励起射频电磁场，并通过贴片四周与接地板间的缝隙向外辐射。因此，微带天线也可看作是一种缝隙天线。其典型结构如图2.1所示
（c）微带行波天线
（d）微带缝隙天线
图2.1 微带天线的典型结构
（a）微带贴片天线
（b）微带振子天线
通常介质基片的厚度与波长相比是很小的，因而它实现了一维小型化，属于电小天线的一类。另外，随着技术的进步，现在许多手机天线都是采用曲折线型的微带天线实现了手机天线的小型化。
导体贴片一般是规则形状的面积单元，如矩形、圆形或圆环形薄片等；也可以是窄长条形的薄片振子(偶极子)。由这两种单元形成的微带天线分别称为微带贴片天线和条带振子天线，如图1-3(a)、（b)所示。微带天线的另一种形式是利用微带线的某种形变（如弯曲、直角弯头等)来形成辐射，称之为微带线型天线，如图1-3(c)所示，这种天线因为沿线传输行波，又称为微带行波天线。微带天线的第四种形式是利用开在接地板上的缝隙，由介质基片另一侧的微带线或其它馈线(如带状线)对其馈电，称之为微带行波天线，如图1-3(d)所示。由各种微带辐射单元可构成多种多样的阵列天线，如微带贴片阵天线，微带振子阵天线，等等。
三
微带天线的辐射原理
微带天线中有一维的尺寸远远小于波长，因而天线剖面很低(天线薄)，有利于共形设计保证优良的空气动力特性。图1所示的长为L，宽为W2的矩形微带天线元可以看作一般的传输线连接两个辐射缝组成。低特性阻抗的传输线是由微带馈线扩展其宽度W1为W2而成，其长度L为半个微带波长，即λg/2。在低阻传输线两端形成两个缝隙(a-a，b-b)，那里的电场分解为两个分量，其中En与接地板垂直；另一个与接地板并行，记作E1〃，由于L=λg/2，垂直分量反相，平行分量同相，因此在垂直于辐射源的方向上，水平分量有最大辐射分量，而垂直分量相互抵消。试验表明，电场的水平分量在辐射源的两个端部，各向外5
延伸一个介质板厚度h的长度内存在。这样就可近似认为微带天线元的辐射等于两个长度为W2，宽度为h，间距为L的裂缝组成的二元阵的辐射。裂缝平面与接地面平行，裂缝受水平电场Ey的激励。Ey沿裂缝是均匀分布的(即沿x均匀分布)。裂缝的激励场Ey可以等效为沿x方向的磁流。磁流密度，其中为裂缝面的法向单位矢量(沿z方向)。考虑接地板的反射影响，则源的磁流密度，由于裂缝宽度h<<λ，所诀y沿y方向也是常数，故相应的磁流Im可写为 于是裂缝的辐射就等效为磁流强度Im相同的一系列磁基本阵子沿着x轴排列的连续阵的辐射。
四
微带天线的优缺点与应用
与普通微波天线相比，微带天线有如下优点：
(1)体积小，重量经；
(2)平面结构，并可制成与导弹、卫星等表面相共形的结构；
(3)馈电网络可与天线结构一起集成，适合于用印刷电路技术进行大批量生产；
(4)能与有源器件和电路集成为单一的配件；
(5)便于获得圆极化，容易实现双频段、双极化等多功能工作；
(6)没有作大的变动，天线既能很容易地装在导弹、火箭和卫星。
(7)天线的散射截面较小；
(8)稍稍改变馈电位置就可以获得线极化和圆极化(左旋和右旋)。
(9)微带天线适合于组合式设计(固体器件，如振荡器、放大器、混频器、功分器、移相器、可变衰减器、调制器、开关等可以直接加到天线基片上)； 6
(10)馈线和匹配网络可以和天线结构同时设计和加工。
但是与通常的微波天线相比，微带天线也有一些缺点：
1)频带窄；
2)有导体和介质损耗，并且会激励表面波，导致辐射效率降低；
3)功率容量较小，适用于中、小功率场合；
4)性能受基片材料影响大；
5)馈线与辐射元之间的隔离差；
尽管如此，有一些方法可以用来减小某些缺点。例如，采用一些宽频带技术可以有效地展宽频带；在设计和制造过程中特别注意并采取一些措施就可抑制或消除表面波。
在许多实际设计中，微带天线的优点远超过它的缺点。甚至在仍被认为是微带天线发展幼年时期的80年代时，微带天线已有多种成功的应用。随着微带天线的继续研究和发展以及日益增多的使用需求，可以预料，对于大多数的应用，它将最终取代常规的天线。在一些显要的系统中已经应用微带天线的有：
卫星通讯；
多普勒及其它雷达，无线电测高计，指挥和控制系统
导弹遥测；
武器信管；
便携装置；
环境检测仪表； 7
复杂天线中的馈电单元；
卫星导航接收天线；
生物医学辐射器；
等等。
相信随着对微带天线应用可能性认识的提高，以及各种电路系统对天线的小型化集成化要求的提高，微带天线的优点日益凸显，其应用场合将会继续增多。
五
微带天线的分析方法
微带天线的分析方法有很多，但是大体上可以分为解析方法和数值方法两大类。第一类方法基于围绕贴片边缘的等效磁流分布来计算辐射场，包括传输线模型、腔体模型、多端网络模型等。而第二类方法基于贴片和地板上的电流分布来计算辐射场，包括矩量法、有限元法和时域有限差分法等。1 解析方法
天线问题的严格分析是一个电磁场边值型问题，需要根据其边界条件确定麦克斯韦方程的特解。因此微带天线的严格分析将是非常复杂的，而通常根据微带天线的实际特征做某些方面的假设和近似进而得出分析模型则不失为一种简单有效的处理手段。由麦克斯韦方程的不同解法发展了多种分析微带天线的解析方法，这里我们主要介绍以下三种模型，它们由于其简单实用而在规则贴片天线的分析中获得了广泛的应用。a.传输线模型 8
传输线模型很简单，并且有助于理解微带天线的基本特性，因此首先介绍这种模型方法。在这种模型中，微带贴片天线被视为场沿着横向没有变化而沿着传输线的延伸方向呈驻波分布的一个传输线谐振器。天线的辐射主要源自两个开路终端的边缘场，因此微带天线被等效为两个相距贴片长度的缝隙，其上分布有面磁流。利用矢量位函数便可由磁流计算出天线的远场辐射和其它的电参数。
尽管传输线模型易于使用，但是很多结构类型不能使用它来分析，这是因为它没有考虑沿着与传播方向正交的方向上场的变化。b.腔体模型
如果说传输线模型因为有场沿传输线横向无变化的限制而只是微带天线在一维下近似的话，那么腔体模型就可以称为二维近似。因为腔体模型基于一维电小的基本假设（即介质基片的厚度远小于波长），将微带贴片与地板之间的空间等效为上下是电壁而四周是磁壁的谐振空腔。在腔体中，场沿基片厚度方向保持不变，并且它是该等效的二维谐振器中所有谐振模式之和。天线的远场辐射及其它电参数可以通过空腔四周的等效磁流来得到。c.多端网络模型
多端网络模型实际上是腔体模型的一种拓展，在这种模型中，贴片被等效为一个具有多个端口分布在贴片四周的二维平面网络。通过二维格林函数可以计算出该网络的多端阻抗矩阵，再添加一个等效的边缘导纳网络，便可以将边缘场和辐射场联系起来，然后利用分割方法计算出全局阻抗矩阵，由贴片四周的电压分布得到等效磁流分布，再由等效磁流计算出辐射场。利用等高线积分技术可以使其在不规则形状的贴片天线中获得应用。9 数值方法
虽然以上介绍的解析方法具有简洁性和较为明确的物理意义，但是它们不能用来分析任意形状的微带天线，同时微带天线工程精确度的提高也对以上简化模型分析方法提出了考验。然而计算机技术的发展给微带天线的分析带来了新的思路，即依据微带天线的电磁场边值问题，将求解麦克斯韦微分方程转化为利用计算机来求解矩阵代数方程。由此也产生了多种数值方法，它们各具有一些优缺点和适用性，这里我们仅介绍几种典型的分析方法。
矩量法分析微带天线的基本思想是利用并矢格林函数建立关于微带贴片和地板上的表面电流的积分方程，然后利用函数展开法将此积分方程转化为矩阵方程，利用计算机便可得出近似解。矩量法因为考虑了贴片周围的物理边界的边缘场而具有较高的精度。b.有限元法
有限元法的原理是先将整个连续求解区域划分为很多小的离散单元（如在二维结构中选取三角形单元，在三维结构中选取四面体单元等），在子域中将未知函数（如电磁场量、位函数或电流等）表示为子域基函数的插值，根据变分原理或迦略金方法便可建立一个关于未知函数展开系数的矩阵方程，利用计算机便可方便求解该代数方程。有限元法因为离散单元选择的灵活性而具有模拟任意形状的优点，但是其求解精度要受求解区域剖分精细程度的影响。c.时域有限差分法
时域有限差分法的基本思想是把求解空间进行离散化，并将麦克斯韦方程中的电磁场量进行时间和空间的离散化，由此将麦克斯韦微分方程转化为关于电磁场量的时域差分方程。选取合适的场初值（或激励源）和计算空间的边界1 0 条件，便可以得到包括时间变量的麦克斯韦方程的四维数值解，通过离散傅里叶变换还可以得到三维空间的频域解。时域有限差分法的优点是其离散比较简单（空间网格大小一致、时间步长恒定），并且通过离散傅里叶变换可以方便的得到其在宽带范围内特性。但是其数值解的稳定性要受时间步长和空间步长的限制。
结语：
微带天线由于具有体积小、重量轻、剖面薄、易与飞行器共形、易于加工、易与有源器件和电路集成为单一模块等诸多优点，因而自其诞生以来就得到社会各界的广泛研究与应用。但通常的微带天线主要是一种谐振式天线，相对带宽较窄。同时，随着通讯技术的发展，宽带的应用越来越受到重视，新的标准相继提出，通讯产品越来越小型化，物理空间的限制成为系统设计必须考虑的重要因素，因此天线的小型化成为天线设计的又一研究热点。如何设计出同时具有小型化、多频带以及宽频带的微带天线，是当前微带天线设计的难点与重点。
关键词：复杂环境,传播损耗,射线追踪,预测
0 引言
在通信装备的性能测试中,外场场地测试常常会由于网络规模过大和飞行条件不具备等原因而不能正常进行,此时就需要把装备移至实验室内进行内场仿真测试。在内场仿真测试中,通信链路传播损耗的模拟和计算是其重要内容,损耗模型的误差则是影响通信装备内场测试结果的重要因素。通常,为了尽量减小损耗模型的误差,在测试前需要对所选定的外场测试点位之间进行实地测试,并利用实测数据来对损耗模型进行校正,但是,由于实地测试存在耗费高和不确定因素多等缺点,故实测校模并不是总能实现。近些年来,随着电磁仿真技术的发展,确定性的电波传播特性预测技术,特别是确定性电波传播特性预测技术和软件得到了迅速发展,这为内场仿真测试中所需的通信链路传播损耗计算提供了一条高效准确的途径,而基于射线追踪算法的确定性电波传播特性预测方法是其中应用最为广泛的。
1 射线追踪算法
电磁波在山地、平原、建筑物、植被和河流等不规则地形地貌环境中传播时会出现反射、绕射、透射和散射等不同的传播机理,这些机理的发生具有很大的随机性,因此要准确预测复杂环境下的电波传播特性是相当困难的。但是,为了满足工程技术需要,人们还是建立了很多复杂环境下的电波传播预测模型。其中,确定性电波传播预测模型是在严格的电磁理论基础上从麦克斯韦方程组导出的公式,根据电波传播的初始条件和边界条件,求解这些公式就可得到路径上的电波传播特性。在确定性电波传播预测模型中,基于射线追踪算法的预测模型是目前应用最为广泛的。它是基于一致性绕射理论(UTD)和几何绕射理论(GTD),采用射线跟踪方法(SBR)建立的传播预测模型,使用了一些计算机图形学的方法加速模型的建立和处理,在2D或3D的环境中,根据电波散射特性以及跟物体相关的反射、透射系数,利用几何光学、UTD或GTD理论来计算电场和磁场,通过将电场与具体的天线模式相结合来计算路径损耗,到达时间以及到达角度等。
基于射线追踪算法的电波传播预测方法通常把电波传播路径分为3类:反射波、透射波和绕射波。电波按反射波和透射波传播的情形如图1所示,图中为发射机Tx的一条射线经过3个物体反射和透射后的电波传播情况;电波按绕射波传播的情形如图2所示,图中为发射机和接收机高于建筑物顶部时发生的电波绕射和直射传播的情况。
在算法实现中,由于计算资源有限,通常会设定可计算的反射、透射和绕射路径数的最大值。此外,由于射线跟踪方法是高频分析技术,也就是说,如果障碍物的尺寸远大于波长,并且观察点和物体之间的距离等于波长的许多倍,此技术才可以预测出准确的结果,因此射线追踪算法通常还规定了最低通信频率,比如100 MHz以上。目前,射线追踪算法已经趋于成熟,市面上已有多款商业的基于射线追踪算法电波传播预测模型软件,如法国Siradel公司开发的Volcano、德国AWE公司开发的WinProp和美国REMCOM公司开发的Wireless InSite等。
不过,射线追踪算法模型也有其自身的缺点。首先,它需要高精度的地图和准确的站点参数,也需要更多的计算时间(往往数百倍于统计模型)。因此从经济和人力代价考虑,射线追踪模型并非适用于所有的场景,而较适合于在复杂的密集城区或室内场景中使用。其次,由于射线追踪算法对所有建筑物、墙壁和屋顶等散射体无线电波传播特性进行数字化,其中必然存在量化误差,故其计算结果需要实际测量数据进行验证。
2 复杂环境下的电波传播损耗仿真
为了检验基于射线追踪算法的电波传播损耗预测模型对复杂环境下通信链路传播损耗的预测结果,该文对超短波电台在不同地理环境条件下的通信链路传播损耗进行了实地测试;同时,在实验室中,利用Wireless InSite软件针对该外场测试场景进行了同步仿真。在此,重点介绍软件仿真过程、结果对比分析和结论。
2.1 仿真场景设置
2.1.1 载入地图
Wireless Insite软件支持DTED地形数据作为仿真中地形数据来源,同时还支持将jpg图片载入以便为仿真模型中地物建立标识。仿真中,以某通信链路作为仿真目标,并将获取的测试场区的jpg图片和DTED地形数据载入Wireless Insite,发射端A点位和接收端B点位的通信距离为4 809.7 m。
2.1.2 地物和通信设备建模
地物建模主要指对城市建筑物和植被的建模。测试中,对测试区域内的建筑进行了实地调研,结果表明测试区域内的建筑物多为村庄内的2层民房,高约7 m,另外还不少部分的位于路边、田边的散乱单层房屋。民屋的墙壁和房顶基本上均为砖瓦材质,高度在5～8 m之间,屋顶为楔形。在建模中,由于房屋大多较为集中,而且地图分辨率有限,不能准确地分辨出单栋房屋,因此采用了对建筑物进行简化的建模方法,将村庄内的民房建模为高度6 m的长方体,其他散乱房屋建模为高5 m的长方体,房屋的材质为砖,其物理特性描述为:厚度0.125 m,表面光滑,等效导电率0.001 s/m,相对介电常数为4.44。
测试区域内的植被主要分为2种:大面积覆盖的麦田和路边稀疏的白杨树。其中麦苗的高度约30 cm,尚未成熟;白杨树高度在12～18 m之间,树叶尚未长大,树冠并不茂密,且沿公路分布。在建模中,把麦田设置为地形数据的覆盖物,其特性参数描述为:覆盖厚度0.3 m,表面略微粗糙,对垂直极化和水平极化波的反射系数均为0.5。树林以小面积林带的形式建模,高度为15 m,其特性参数描述为:树叶宽度5 cm,厚度5 mm,树叶密度稀疏,树枝半径18 cm,树枝长度0.5 m,树枝的相对介电常数为20,等效电导率为0.39西门子/m,树叶的相对介电常数为26。
通信设备的建模主要是发射和接收天线以及信号波形的建模。仿真中,发射信号为频率不同的单载波信号,发射机采用的是标准的双极天线,接收机采用理想的全向天线。
与真实测试情况不同的是,由于仿真中采用的均为确定性的模型,然而考虑到真实测试中的随机现象,在接收点位附近放置了多个接收机,如图3所示,接收机分布在接收点位为圆心、半径为10 m的环状平面上,接收机之间间距为5 m,共32个接收机,将所有接收机的平均值作为最终的仿真结果。
加入了发射机、接收机、村庄和树林等地物后的通信场景三维布局图如图4所示。
2.2 仿真结果
对测试点位及周边地形地物进行建模后,采用Wireless Insite软件的full 3D模型进行了仿真,仿真中最大反射路径数目为3条,最大透射路径数目为2条,最大绕射路径数目为2条,发射机天线高度固定为10 m,接收机天线高度为8 m和12 m。在不同频率、不同接收天线高度时仿真得到的传播损耗均值、损耗范围和损耗标准差如表1所示。
3 外场实地测试
在外场实地测试中,为了尽量减少误差,所选择的A—B点位之间的通信链路是沿着公路的,且地势较为平缓;发射机由信号源加功放组合而成,发射天线采用的是笼形天线,天线架高8 m;收端天线架高分别取8 m和12 m,分别采用马刀天线(装备在电台车上)和对数周期天线(装备在电波监测车上)进行重复测量,以便比对。数据采集以对每个通信距离和天线高度的接收信号功率测量值为主,并通过小范围移动天线位置来重复试验,剔除一些数据跳变点以及明显偏离趋势的测试电平值,将几次测量结果求均值作为接收点的电平值,以减弱随机误差的影响。数据处理过程中,采用每个设备电缆的实测数据,测试采用的鞭天线和马刀天线采用均值法的测试结果,笼形天线采用比对法的测试结果,对数周期天线和偶极子天线采用资料给出的增益值。
测试中发现在频率低端的接收信号功率很稳,移车后变化也不大。使用马刀天线,天线架高8 m,在频率225.75 MHz,移车前后接收信号电平则相差了14 dB之多,315.75 MHz移车后几乎接收不到信号。使用对数周期天线,在频率最高端有3个信号不稳定,难以读取数据。处理后的传播损耗测试结果表2所示,表中8 m和12 m表示接收机天线架高。
4 结果对比与分析
测试结果对比中以接收点位为圆心、半径为10 m的环状平面上间距为5 m的32个接收机得到的损耗结果的均值作为Wireless Insite软件仿真的最终结果,并将此次结果与外场实测结果以及理论自由空间计算结果进行对比分析,对比结果如图5、图6和图7所示。
从上面的比对结果可以看出:
① 接收机天线从8 m升高到12 m,传播损耗平均降低2 dB;
② 随着频率的增加,传播损耗总体趋势为增加,但在300 MHz附近出现拐点;
③ 由于地形、地物的影响,接收路径损耗相比自由空间损耗平均高19 dB(接收天线高12 m)和22 dB(接收天线高8 m);
④ 不同接收机位置的略微变动都将对传播损耗产生影响,在半径10 m范围内损耗跨度的平均范围为7.9 dB(接收天线高12 m)和9.4 dB(接收天线高8 m),平均标准偏差为3.1 dB(接收天线高12 m)和2.4 dB(接收天线高8 m),这是由不同接收机位置接收到建筑物的反射路径差异造成的;
⑤ 仿真损耗和实测损耗随频率和天线高度的变化趋势一致,二者之间的误差在10 dB以内,平均标准偏差为4.5 dB,这基本满足了内场仿真测试对环境特性模拟真实性的需要,因此采用基于射线追踪算法的确定性电波传播损耗预测方法对复杂环境下通信链路传播损耗计算是可行的;
⑥ 误差主要来源于实测误差、对环境数字化过程中的量化误差以及算法对射线的取舍误差,在实际应用中要减小误差,必须对环境进行更精确的量化描述。
5 结束语
上述通过外场实地测试和实验室软件仿真2种手段,对复杂环境下某典型通信链路的传播损耗进行了计算,测试和仿真结果表明了采用基于射线追踪算法的确定性电波传播损耗预测方法对复杂环境下通信链路传播损耗计算的可行性。这为通信装备仿真测试中所需的通信链路传播损耗预测与估计提供了一条高效准确的方法,该方法的应用将大大提高通信装备内场仿真测试的准确度和可信度。
参考文献
[1]谢益溪.无线电波传播—原理与应用[M].北京:人民邮电出版社,2008.
[2]熊皓.电磁波传播与空间环境[M].北京:电子工业出版社,2004.
[3]杨大成.移动传播环境—理论基础、分析方法和建模技术[M].北京:机械工业出版社,2007.
[4]汪茂光.几何绕射理论[M].西安:西北电讯工程学院,1985.
[5]徐松毅,姜韬.散射信道测量方法研究[J].无线电通信技术,2003,29(4):19-23.
周一，课堂上所教授的内容似乎也出奇地简单，学生很快就接受了。我带着愉悦的心情轻松地回到办公室休息，不由自主地回想起昨天和孩子一起玩乐的难忘场景。
突然，王老师敲门进来，径直地把一个小巧的手机放在我的桌子上，一脸不悦。待我问清原因才知道又是那个性格执拗的芳芳惹的祸：她竟然在前半节课专心玩手机，连老师走过来都没察觉。
唉，又是她！我不由皱眉低叹一声。芳芳这个孩子情况特殊。两岁时妈妈出车祸走了，爸爸一把屎一把尿将她拉扯大，实在不容易。迫于生活压力，芳芳爸每年都要去很远的地方打工养家糊口，家长会从来没有人来开。听说，为了照顾家庭，芳芳爸今年又结婚了。
想到这，我急匆匆地站起身，去班上找她。路上，我脑海里不时出现两个女孩的身影。一个是快乐、幸福的女儿，另一个是无人疼爱郁郁寡欢的芳芳。一个开心，一个落寞……突然，我的心猛然震颤起来：她们同为孩子，为什么所拥有的幸福有着这么大的差别？身为母亲，给予了女儿那么多的爱和快乐，身为班主任的我又将能给芳芳什么呢？难道仅有约束、批评、教育、训斥、严格……吗？著名教育家苏霍姆林斯基不是说“我认为教育的理想就在于使所有的儿童都成为幸福的人，使他们的心灵由于劳动的幸福而充满快乐”？芳芳是犯了错，难道我只有训斥她、让她低头认错的责任吗？
由于班里上体育课，教室门锁了。当我再次回到办公室顺手翻起《班主任》杂志时，我最敬仰的全国优秀班主任魏书生的话跳入了我的眼帘“对于学生犯的错误，教师要从原则上严要求不姑息，从实际上则要耐心倾听他们的理由，对于其中真善美的部分要给予肯定，切忌全盘否定”。
没想到，下午当我一来学校，芳芳已经怯懦地等在办公室门前，我耐心地先听她述清原委。原来她虽然多了一位亲人，但继母对她很不好，经常在丈夫外出期间打骂虐待她。今天早晨，继母又无缘无故地打了她一顿。本就深切想念爸爸的芳芳更觉委屈，忍不住才在课堂上给父亲发短信……看着抽噎得更伤心的芳芳，我的内心一阵揪痛，一把将她揽到怀里，轻轻为她拭去眼泪，轻抚着她的头说道：“傻孩子，为什么不旱说？老师和同学可以帮助你啊？”
待她平静下来，能够与我真心沟通时，我只是很温和地问了她三个问题：“你知道我为什么没有马上找到你？”“你父亲对你的希望是什么？”“你来找我，是不是希望老师把手机还给你，好和爸爸联系？”此时，魏书生教授的告诫仿佛又在我耳边响起：“教育学生时，要力争不站在学生的对面，让学生怎样，不让学生怎样。而要力争站在学生的心理立场，站在其真善美那部分思想的角度提出——我们需要怎样，我们应该怎样做才能更好。这样，学生会感到你不是在训斥他，而是在帮助他”。
于是，我拉过芳芳冰凉的小手，把手机放回她的掌心，重重地握了握，然后抬起头，直视着她，肯定地说：“你来找我，说明你敢作敢当。”“你上课发短信的初衷是：想念爸爸，虽然你这节课的表现不好，但你关心家庭的和睦，在意爸爸的感情，我尊重你对爸爸的孝心。但是，你知道吗？这样做的结果丝毫解决不了问题，反而会令自己的成绩在最关键的时候开始下滑。既然明白爸爸的希望，就要认真对待中考前这段有限的日子，就要遵守学校的规章制度。我想，这是你父亲顶住压力和辛苦送你来学校上学的初衷所在吧。再说，很快就要毕业了，你自己的基础也比较薄弱，要学的东西还有很多，何不趁仅有的几个月时间好好努力一把？只要你尽力了，就不会留有遗憾，说不定还会收获一份意外的惊喜呢！”“当然，老师不会姑息你无视学校纪律的行为：罚你给爸爸打个电话，说你想他，跟亲爱的爸爸说说你的心里话。”我用办公室的电话帮她拨通了亲情电话，轻轻地带上了门。其实，中午我已经跟她的父亲沟通过。辛劳而粗心的父亲没有想到自己的再婚和外出会给孩子带来那么大的影响。他会尽力调整自己的生活状况，多给孩子一些关心，抚平孩子的伤痛。
从带上门的那一瞬间起，我心里顿时涌出一种前所未有的踏实和轻松感：我为找到了芳芳的心结而释然，为自己进步成为一名真正的妈妈级的班主任而感到欣慰，更感谢学校为我们订阅的《班主任》杂志，在名师与专家教授的引领下，让我对班主任工作更加充满自信。
第二天上数学课时，我刻意留心了一下芳芳，发现她终于抬起头来认真地听课了，那焦灼的眼神中闪着求知的欲望。下午一来，桌面上放着她的一封信。信中写道：“亲爱的老师，我想好了：为了爸爸，为了你和所有关爱我的人，我一定要努力一次，请相信我！”……读到这儿，我的眼眶湿润了。
渐渐地，芳芳真改变了。每天，一进教室，我总能看到她勤奋的身影。要么向同学请教问题，要么自己独立学习。她的各科成绩也在突飞猛进，数学竟有史以来考及格了。听我在全班同学面前真诚地表扬时，她脸上也露出了少有的笑容，更加自信开朗了。
待芳芳稳健进步后，我不失时机地召开了题为《上课该带手机吗》的主题班会。以自己的感受和进步为例的芳芳的恳切发言无疑说服了很多反方成员，使他们意识到学校制定此条规则的必要性，也加强了同学的自我约束力。
虽然这仅是一件日常小事，但对于身为班主任的我来说却意义非凡：因为，通过我们的关爱，可以使更多的孩子快乐幸福地成长，我再苦再累，也无怨无悔！我相信，这也是我们所有班主任的共同理想和追求。
（作者单位：新疆克拉玛依市第六中学）
单频网因其诸多优点成为地面数字电视覆盖网络优先选择的组网形式,比如频谱利用率高、功率小等[1]。目前我国处于基于地面数字电视传输标准DTMB[2]单频网网络建设的过程中,电波传播模型的准确程度与网络规划的好坏密不可分,然而不同的传播模型有不同的适用范围,不同的地形、地物、地貌对电波传播的影响不同,因此没有普遍适用的模型。在实际规划中,只有基于实际的无线环境进行现场测试,将路径损耗实测数据与预测值对比,依据一定准则选取一种传播模型,并采用一定的算法对选取的模型进行校正,从而使适用于该规划区的无线传播模型具有理论可靠性,该模型能够较准确地反映规划区无线传播环境特点,能较准确地预测路径损耗和场强值,进而更加科学地规划设计国标地面数字电视覆盖网络。
1 现场测试方法
1.1 连续波测试理论
实测数据可以通过连续波测试和现网测试获得,相比现网测试,连续波测试频率和环境选择方便,不易产生其他电波干扰和天线增益不同引起的测试误差,实测数据具有较高的准确性[3]。无线信号在传播过程中会受到空间传播损耗、阴影衰落、快衰落等多种衰减,接收信号包络可以表示为
r(x)=m(x)r0(x) (1)
式中:x为传播距离;r0(x)为瑞利衰落信号;m(x)为本地均值,即慢衰落和空间传播损耗的合成,是连续波测试期望测得的数据,估计式为
式中:2L为平均采样区间长度,又称本征长度。其取值长短影响到测试数据均值与实际本地均值的逼近程度。在本征长度为40个波长,采样36～50个样点时,可使测试数据均值与实际本地均值之差小于1 dB[4]。
对于国标地面数字电视网络,假设其中心频率为600 MHz,波长λ为0.5 m,则有
假定前台设备采样速率R为50个/s,即20 ms测量一组瞬时接收功率,则对车速的要求
在测试中,数据采集应该按照上述标准来设置前台设备的采样率和相应的车速,尽量保持匀速行驶。
1.2 测试台站的选择
根据测试台站的数目及选择站址的原则[3],选择3个台站,如图1所示。
A发射台传播环境属于市区环境,其天线高度为345 m,故近距离内不会存在严重的遮挡;B,C发射台属于郊区环境,通过实地观察,周围100 m内主要分布有30～50 m的建筑物,满足测试台站的选取原则。
1.3 测试区域的选取
不同传播环境对电波的传播特性的影响各不相同,因此需要对不同的环境类别分别进行测量及模型校正[5]。规划区域属于比较复杂的大型城市和郊区结合的传播环境,因此,在进行测试时主要将区域分为普通城区和郊区两部分。
1.4 测试线路的确定
为了提高测试数据的准确性,需要按照预先规划好的测试路线进行路测。根据规划测试路线应考虑的几个方面[6],在进行测试时,测试车辆匀速围绕测试站点从近到远按照环形测试路线行驶。选定的部分测试路线如图2所示。
1.5 路测数据处理
车载测试数据包括路测时间、路测点经纬度、瞬时接收功率和误码率等信息,首先滤除时间信息和经纬度信息不存在或者不合理的无效测试点,然后滤除接收功率瞬时值大于-30 dBm或小于-100 dBm的测试点。此外,由于无线信道包括了快衰落和慢衰落两部分,测试得到的瞬时接收功率包含了快衰落和慢衰落的瞬时功率值。为平均快衰落(统计区间为40λ时阴影衰落影响可以忽略),对落在统计区间的所有瞬时接收功率进行算术平均得到每个测试接收点的接收功率均值。第i个测试接收点的接收功率均值
式中:Ni是落在第i个统计区间的瞬时接收功率个数。
第i个测试接收点的路径损耗为
式中:EIRPt为发射台有效发射功率;Pt为发射台发射功率;Gt为发射天线增益;Lb为发射台线路损耗;Gr为接收天线增益;Lother为人体和车辆穿透损耗。
2 无线电波模型的选取
常见的5种可以应用于VHF/UHF频段地面数字电视覆盖网络链路预算的电波传播模型有ITU-R P.370模型、ITU-R P.1546模型、ITU-R P.526模型、Okumura-Hata模型及COST231-Hata模型[7,8]。
为了选取适合该规划地区的电波传播模型,在单点A站发射情况下基于ICS telecom对规划区进行链路预算仿真,得到各个测试接收点在不同传播模型下的链路预算值,其中发射功率为2 000 W,天线高度ht为345 m,接收天线高度hr为6 m。根据业务需求及指配频率,规划台站采用中心频率为538 MHz、星座映射方式为16QAM、编码效率为0.6、帧头长度为945、系统净码率为14.438 Mbit/s的参数进行发射,该模式下的载噪比门限值可在文献[9]中查得,可以采用电压推导法计算最小规划场强[10]。在ICS telecom加载规划地区的电子地图,分辨率为20 m,配置上述台站参数和网络规划仿真参数,在不同电波传播模型下进行场强计算仿真,仿真结果如图3所示,不同颜色的像元代表不同的接收场强值和功率值。图4为发射台站到测试接收点的链路损耗曲线,通过仿真曲线可以得到不同传播模型下各接收测试点的路径损耗值、接收场强值和功率值。各个测试接收点实测功率与预测功率曲线图如图5所示。在4种可选的电波传播模型中,哪种模型更适用于规划的实际环境,可以通过数学手段进行检测。概率论中的均方差反映了数据与其数学期望的偏离程度,均方差大,表示数据疏散;均方差小,表示数据集中。设N为测试点数目,Pi为某测试点的实测功率值,Ppi为该点的预测功率值,则功率预测误差ΔPi=Pi-Ppi,均方误差
经统计计算,各个模型下预测功率值与实测功率值之间的均方误差分别为
为了提高验证的可靠性,在单点B站发射和单点C站发射情况下对郊区地区进行了测试和仿真,并计算和对比测试数据的均方误差。
3 电波模型的校正
3.1 校正原理
本文采用最小二乘法算法对模型进行校正。设N个测试接收点与发射机的距离分别为{d1,d2,…,dN},各个测试接收点的实际传播损耗为{L1,L2,…,LN},电波传播模型预测的传播损耗为{Lp1,Lp2,…,LpN},实际问题转化为用处理得到的实测路径损耗数据校正COST231-Hata模型中某些系数,使式(8)取最小值,即链路损耗的预测值和实测值之间的平方误差最小。
COST231-Hata模型路径损耗计算的经验公式为
Lp(d)=46.3+33.9lg fc-13.82lg ht+
(44.9-6.55lg ht)lg d-α(hr)+Cm (9)
式中:d为发射台与接收机之间的距离,单位为km;fc为工作频率,单位为MHz;ht为发射天线高度,单位为m;hr为接收天线高度,单位为m;α(hr)为接收天线高度校正因子,单位为dB,其公式为
Cm为大城市中心校正因子,单位为dB,其表达式为
将式(9)变换为
Lp(d)=K1+K2lg fc+K3lg ht+K4lg ht·lg d+
K5lg d-α(hr)+Cm (12)
由式(12)可以看到,K2,K3,K4,K5,α(hr)与工作频率fc、有效的台站天线高度ht、传播距离d和接收机距地面的高度hr有关。对于每一次外场测试,fc,hr和ht为一个定值,测试数据主要随着传播距离d的改变而变化,因此主要针对衰减常数因子K1和距离衰减系数K5进行校正。
对传播距离d取对数,得到lg di,使迭代校正过程简化为线性迭代,即
lg d(N)={lg d1,lg d2,…,lg dN} (13)
模型校正的问题转化为求K1,K5使式(8)取最小值的问题,为验证校正后的模型能否符合实际测试环境[10,11],定义链路损耗预测值的均方误差为
在fc,hr和ht不变情况下,经化简整理,式(12)的通式可以表示为
Lp(d)=a+b·lg d (15)
因此利用MATLAB对实测数据进行一次多项式最小二乘拟合,得到最小二乘法解a′,b′,计算校正后的K1值和K5值,得到校正后的传播模型损耗公式为
式中:K1+a′-a即校正后的K1值;K5+b′-b即校正后的K5值;K2,K3,K4保持不变。
3.2 校正结果及分析
分别对市区及郊区环境下的电波传播模型进行校正,校正后的参数如表1所示。
利用校正后传播模型再次进行链路预算仿真,并对校正前后链路损耗的预测值与实测值之间的均方误差进 表1 模型参数行统计计算,结果如表2所示。
对于校正结果的误差,业界普遍认为[12],如果校正结束时的均方误差小于8 dB,说明校正的模型基本符合了实际测试环境,否则需要重新分析从路侧到校正的整个过程。通过上述统计结果证明,校正后的路径损耗预测值与实测值的均方误差小于8 dB,校正后模型到达了电波模型校正的预期要求,该模型更接近实测值、更准确,对与该城市具有相似类型的传播环境的地区具有良好的普遍适用性。
4 小结
本文从测试台站、测试区域、测试路线以及实测数据的处理方法等几个方面介绍了基于连续波测试理论进行现场测试的过程,通过对实测数据和不同传播模型下ICS telecom仿真的预测数据进行统计计算得出COST231-Hata模型适用于该规划地区,这与COST231-Hata适用于人口稠密的大城市地区结论相符。为了进一步提高预测的准确度,采用最小二乘法校正算法对该模型进行校正,得到两种传播环境(市区、郊区)下的电波校正模型,校正后的链路损耗预测值与实测值的均方差误小于8 dB,证明了校正模型的有效性。使用该模型将极大提高该规划地区的单频网网络规划的准确性和可靠性。
参考文献
[1]张晓林.数字电视设计原理[M].北京:高等教育出版社,2008.
[2]GB20600—2006,数字电视地面广播传输系统帧结构、信道编码和调制[S].2006.
[3]啜钢,高伟东,彭涛.TD-SCDMA无线网络规划优化及无线资源管理[M].北京:人民邮电出版社,2007.
[4]胡艳丽,李方伟,吴德操.基于TD-SCDMA系统的传播模型校正的研究[J].电视技术,2010,34(9):57-58.
[5]张国庭.地面数字移动电视电波传播模型的选择[J].现代电视技术,2007(3):24-25.
[6]王劲涛,潘长勇,杨知行.数字电视广播的单频网实现及场地实验[J].清华大学学报,2005(10):91-94.
[7]李焜,王喆.无线通信电波传播模型的研究[J].无线通信技术2008(1):10-12.
[8]吴志忠.移动通信无线电波传播[M].北京:人民邮电出出版社,2002.
[9]GYT236—2008,地面数字电视广播传输系统实施指南[S].2008.
[10]GY/T237—2008,VHF/UHF频段地面数字电视广播频率规划准则[S].2008.
[11]段玉宏.TD-SCDMA无线网络设计与规划[M].北京:人民邮电出版社,2007.
尽管我们可以通过各种渠道了解到世界上所有无线电发射台站的广播频率以及节目时间表,但是却几乎不可能全部收听到:白天收听效果很好的频率到了晚上可能根本就收听不到或者恰恰相反;一年中某些特定时段使用的频率,在其他时段却无法使用等等。总之,高频(短波)广播的接收非常复杂却又具有其规律性,事实上,这些看似复杂的问题都是基于电波传播理论。
2 电波传播
首先介绍一些关于电波传播的基本知识。电波传播并非在理想的自由空间进行,而是在一定的媒质中传输,不同的媒质对无线电波的影响是不同的。电波由发射端传播到接收端,按照频段高低的不同,可有以下几种传播形式。
(1)地面波(地波):指电波沿着大地表面传播,中波广播主要靠地波传播。
(2)天波:指电波经电离层反射的一种传播,短波广播主要靠天波传播,夜间,中波传播亦有天波。
(3)空间波:主要是指视距范围内传播的电波,空间波包括直接波与从地面反射的反射波,调频与电视广播主要靠空间波传播。
(4)对流层传播:对流层传播通常是指米波、分米波经对流层散射的一种传播,这种传播很不稳定。
(5)外球层传播:频率100MHz以上的电波可通过电离层在地面与外球层之间进行传播,地面站与卫星之间的电波传播就是一例。
短波主要依靠天波传播,作为天波反射传输介质的电离层,其作用对于短波传播的影响是至关重要的。
3 电离层的传播
1902年,英国的海维赛德和美国的肯内利两位物理学家首次提出地表上方的大气层内存在电离层的假设。1924年,E·V·阿普尔顿教授通过实验证明大气层中不仅存在“海维赛德层”,上面还有不止一个层面。由于早些时候阿普尔顿教授认为这个层面能够反射无线电波中的电磁部分,因此他将海维赛德和肯内利假设存在的层面称为“E层”。阿普尔顿教授将自己发现的层面称为“F层”,其他人也将其称为“阿普尔顿层”。虽然人们已经知道F层其实包含两个层面,即F1和F2,但此两种叫法至今依然盛行。不久之后,人们发现了位于E层之下的另一个电离层面,通常被称为“D层”,这个区域与其他区域相比性质大不相同,是一个过渡区。
大气层距离地表70k m处的高空与对流层之间的一层被称为平流层。人们通常认为平流层的温度相对稳定,事实上,距离平流层顶端越近,温度也在随之缓慢上升。平流层的上面就是气象学家们所谓的“中间层”和“热层”,物理学家们则将它们统称为电离层。需要强调的是,以上提到的各层面之间并没有清晰的界定,而是随着纬度、季节、太阳活动和每天中的时间变化在不断发生变化。
电离层大约位于距离地表7 0-700km处的高空,那里空气非常稀薄,空气中的分子被阳光中的紫外线和X射线电离。电离就是将不带电的粒子在高压电弧或者高能射线等的作用下,变成带电粒子的过程。被电离过的气体无法在低海拔区域长时间保持电离状态,那里每立方厘米就有成千上万亿个空气分子和自由电子,被电离的分子没有足够的空间进行重新组合。然而,在电离层,情况就大不相同了,在这样的高度,空气密度已经降低了很多,自由电子和被电离的分子能够在重组之前有充足的空间来回运动。白天,充足的阳光加强了空气的电离程度,空气分子的电离速度远远超过了重组的速度;太阳落山后,电离的速度降低了很多,取而代之的是分子的重组过程。
空气电离过程通常发生在电离层的三个不同层面上,电离层的这三个层面,其重要区别在于高度不同、日照强度也不同。另外,还有一部分位于三个层面之下,与其说是层面,不如说是一个过渡区。总而言之,电离层由四个部分组成,这四部分没有清晰的界限,彼此相连,互相渗透,它不是一个界定好的层面,称之为“一片区域”更为合适。
3.1 E层
E层通常被认为位于电离层距离地表90到130km处。这部分电离层的空气密度仍然非常大,电离后的分子很容易进行重新组合。日照达到顶点时,电离速度也将达到顶点,比如说中午一过,到了下午电离速度就大幅下降。等到日落之后,电离活动基本上也就停止了。
E层能够反射(或者折射)无线电信号,但是无线电波的入射角度非常重要。所谓的临界频率(f0),其折射率是最高的,几乎可以完全垂直射出。高于临界频率的所有频率都会穿越E层,直射入太空。尽管如此,高于临界频率的任何频率如以倾斜的角度射入,同样会被电离层反射。E层的临界频率(通常写做f0E)随着一天中的时间、季节和其他一些因素的变化,在2MHz到4MHz之间变化。而高于临界频率的频率只要不以垂直的角度射入,都有可能在E层中被反射。事实上,对于电离层的一个层面而言,“最高可用频率”可以很容易通过用临界频率乘以入射角的正切函数计算出来(我们通常把它称为入射角)。但对于超过30MHz的频率,即使是入射角度再小,E层也显得不是那么有效了。
还有一种与E层有关的现象值得注意,即:分散E层(sporadic-E)或称Es层。有时在E层中约在120km高度会出现一大片不正常的电离层,其电子密度大大超过E层,甚至比正常E层高出几个数量级,有时可反射50-80MHz的电波。因此当分散E层出现时,将使电波难以穿过Es层而被反射,产生“遮蔽”现象,对原来由F层反射的正常工作受到影响,甚至使定点通讯中断。一般Es层仅存在几个小时,在我国夏季出现较为频繁,在赤道和中纬度地区,白天出现的概率多于晚上,高纬度地区则相反。另外,在太阳黑子少的年份,Es层出现较多。
3.2 F层
F层处在距地表150至500km处,位于D层之上。F层由F1层和F2层组成,在F层中,白天时,F1层面大约距离地表150至250km,F2层面在其之上,距离地表400至500km;夜晚,F1层和F2层则失去了明显的划分,合成了一个距离地表250至350k m的层次。在短波通讯方面F层比E层更加重要,其原因有二:一是这个层面的高度决定了那里的空气密度非常小,电离分子的重组过程非常缓慢,因此白天电离的程度很高,夜间衰减得却很缓慢;二是F层所处位置更高,电波经过电离层一次反射,称作“一跳”(hop),可以覆盖4000km的范围,F2层的电离作用更加强大,因此它的临界频率(通常写作f0F2)比E层的f0E高很多。在某些特定环境下,F2层的临界频率甚至能达到14MHz,这意味着50MHz范围内的频率以极低的入射角射入后都能反射出去。在这种条件下,业余无线电爱好者通过50至52MHz频段就可以接收到非常遥远的地方发射出的广播信号,短波听众使用适当的接收机就能接收到全世界范围内30至50MHz波段里的所有军事和商业信号。
通过F2层一跳可以有效覆盖的最大范围是4000km。那么,在更远的地方如何才能收听到短波广播呢?举一个例子,在澳大利亚悉尼使用普通的短波收音机就能清晰的收听到由位于我国昆明的发射台发出的17670kHz北京话节目。根据地理数据,收音机距离发射台的大圆距离大约有8307km,已经远远超出了4000 km这一数字,这将涉及到远距离传播的传播模式问题。
所谓传播模式,就是电波从发射点发射后传播到接收点的传播路径。
(1)正规电离层的反射模式
传播距离小于2000km时,电波可能通过F层一次反射到达接收点,也可能通过E层一次反射到达接收点,前者称1F传播模式,后者称1E传播模式,当然也可能存在2F或2E等传播模式。对某一传播电路而言,可能存在的传播模式与传播距离、工作频率、电离层状态等因素有关。图1列出了多跳电路可能存在的传播路径,表1列出了各种距离可能存在的传播模式。
(2)不经地面反射的远距离滑行模式
短波传播在某特定条件下存在远距离滑行传播(Sliding Propagation)模式,当电波频率介于临界频率和最高可用频率之间时,电波可在电离层中滑行传播。通过滑行传播可到达很远距离,实现短波的远距离传播。
通过以上分析可知:E层在反射低频段的短波信号时效果很好,传播距离能够达到2000km;F层反射的频率能够达到短波广播波段的极限4000km;而多跳传播和滑行传播模式进一步扩大了短波传播范围,令听众们可以在地球的这一端收听到另一端发射的广播节目。
3.4 D层
D层位于E层之下,距离地表大约50至90km。这里的空气密度非常大,由于阳光在穿越E层和F层时被大量损耗,这里的电离活动较少,因此D层与E层和F层有着质的区别。白天这片区域效果最为明显,随着太阳的高度变化发生改变,夜间的吸收率最低。不过,它始终不能反射无线电信号,只能吸收它们,且信号频率不同,被吸收的程度也不相同。理论上,频率越低,越容易被吸收,6MHz频率能被完全吸收。白天,D层的频率吸收率非常高,5MHz以下的广播频率完全被吸收了。因此,我们在白天无法收听到远距离的低频段广播。
另一个问题是阳光是形成E层和F层的重要条件。因此,你手中的收音机和无线电发射台之间的反射点必须在白天寻找。举例而言,如果你在英国,很容易就可以在上午通过更高的频率收听到澳大利亚广播电台,因为中间的反射点正好处于白天。与之相反,北美就不太容易收听到这个电台,因为大部分反射路径处于夜晚时间。请记住,当地的黎明之前是电离水平最低的时候,从西方过来的长途传输就不太容易接收到。同样,夜幕降临之后,位置又发生了改变。随着电离水平的降低,F2的临界频率也跟着降低,尽管此时较低的频率还在不断折射中,F层已经失去折射较高频率信号的能力。这也是我们在传输途径大部分或全部处于夜晚时分地区时更多地选用较低频率的原因。通常情况下,12MHz以上的频率在白天传输效果很好,而12MHz以下的频率在夜间传输效果最好。
4 电离层的变化
电离层的各层是有规律性地依据一天24小时的变化而变化的,且E层和F层每天都发生着显著的变化。同时电离层的特性还因时间、季节和太阳活动情况的变化而变化,尤其是太阳活动情况对电离层的影响十分巨大,也是影响传输效果的主要因素。除了上述可预测的情况外,还有一些短期的干扰也会对短波接收造成影响。情况最糟的时候,一些地区会接连数天收不到短波信号,这时候就需要迅速改变传播途径。
电离层因太阳活动而发生的规律性变化主要有四种,分别是:日变化、27天变化、季节性变化和11年的周期性变化。
电离层的日变化主要是由地球自转形成了日升日落而造成的,它对短波广播产生的影响在前文中已介绍;27天变化则是由于太阳本身的自转造成,每27天,地球才能迎来太阳的同一部位;电离层的季节变化是由于地球的自转轴倾斜于它绕太阳公转的轨道面(即黄道面),地球表面受到的阳光照射因季节不同而不同,冬春两季差别较大,夏秋两季差别较小,此时电离水平较高,短波广播的效果也比平时好得多,短波广播每年两次季节换频也正是基于电离层的季节变化规律。
至于电离层的11年周期性变化,则是由于太阳黑子每11年为一个活动周期的原因。太阳黑子是在光球层上的一些气流,是太阳活动中最基本、最明显的活动现象。太阳黑子产生的带电粒子,可以破坏地球高空的电离层,使大气发生异常,还会干扰地球磁场,从而使电磁通讯中断。一个小黑子的直径大约有1000km,而一个大黑子直径则可达到20万km。因此,太阳黑子活跃期电离水平往往很高,还会产生出“耀斑”。耀斑向外辐射出的大量紫外线、X射线等,到达地球之后,就会严重干扰电离层对电波的吸收和反射作用,使得部分或全部短波无线电波被吸收,短波传播衰弱甚至完全中断,这种现象被称为“突发电离层骚扰(SIDs)”,通常可持续数分钟,甚至几个小时。这些不可预知的太阳活动,对短波传播效果的影响也是致命的,例如:2005年1月20日15时左右,太阳突发一次X7.9级的耀斑爆发(俗称太阳风暴),受此次太阳耀斑爆发的影响,我国境内通信、广播、测量等系统的短波无线电信号立即遭受强烈的电离层吸收,因而中断,其中北京地区信号中断一个多小时,广州、海南、兰州、乌鲁木齐等地短波无线电信号也发生大面积、长时间中断,直至17时后才逐渐恢复,“太阳风暴”持续长达两个多小时。“太阳风暴”中,普通市民受到的最大直接影响就是短波广播中断。
5 结束语
